周細義，陳松，彭鑫，榮軍，謝澤明

　?。ê侠砉W院 信息與通信工程學院，湖南 岳陽 414006）

　　摘要：設計了一種基于微處理器（MSP430G2553）的簡易數字控制開關電源。電源系統主電路采用單端反激式變換器，控制電路采用PWM調制方式控制TLP250進行隔離驅動。整個電源系統通過PID算法對系統進行閉環控制，可實現輸出電壓穩定可調。系統硬件電路設計包括前級保護電路、整流橋電路、反激式功率變壓器、驅動電路、控制環路以及輸出濾波電路設計等。在完成整個系統的軟硬件設計后，整個系統各項性能指標都通過了測試。系統可實現輸出電壓5 V~20 V可調，輸出電壓誤差小于5%，效率高于75%，負載調整小于3%，最大輸出紋波電壓為84 mV，并且具有過壓保護、界面顯示等功能。

　　關鍵詞：數字控制；開關電源；反激式變換器；脈沖寬調制

0引言

　　開關電源的功率管要求工作在高頻狀態下,因此它具有效率高、損耗小以及功率密度高等特點,現已廣泛應用于工業自動化控制和家用電器等領域 ［1-2］。目前大多數開關電源采用模擬控制方式,其缺點是體積和重量大、誤差大以及維修和升級不便等。為了解決以上問題，數字控制開關電源已逐步取代模擬控制［34］。參考文獻［5］、［6］采用DSP作為數字控制芯片，其優點是開關變換器運行速度快，缺點是DSP算法比較復雜，尤其是在控制多個開關管開通與關斷的情況下。因此本文研究了以微處理器MSP430G2553作為控制核心的簡易開關電源，數字控制系統設計完成后經過測試具有設計容易、成本低、體積小，并具有較高的精度，目前已經成功應用于湖南理工學院省級電工電子實驗室，取得了不錯的成效。

1系統實現及主電路介紹

　　1.1系統組成結構框圖

　　簡易數字控制開關電源系統結構框圖如圖1所示，整個系統由輸入整流濾波、開關變換器、控制電路和輸出整流濾波4部分組成。其中開關變換器采用反激式變換器，控制電路采用數字控制芯片STM32F103RCT6對整個開關電源進行調控。

　　1.2主電路工作原理介紹

　　數字控制開關電源主電路采用單端反激式變換器，其電路如圖2所示，主要由高頻變壓器T1、功率MOS管Q1、無源鉗位RCD電路和輸出整流電路組成。其工作過程是由PWM脈沖控制功率管Q1開通和關斷，當MOS管Q1導通時，高頻變壓器T1的初級繞組Np上便被施加輸入電壓，由于次級整流二極管D1反接，T1的次級繞組Ns沒有電流流過。當功率管Q1關斷時，T1的次級繞組Ns上電壓極性呈現上正下負，整流二極管D1正向導通，功率管Q1導通期間儲存在變壓器T1中的能量便通過整流二極管D1向輸出負載釋放。

2系統軟硬件設計

　　數字控制開關電源工作原理結構框圖如圖3所示，主要包括整流電路、RCD鉗位電路、反激變換電路、輸出濾波電路、反饋電路以及控制電路等。220 V交流電壓Ui經過降壓變壓器變為交流電18 V，再通過整流橋和濾波后變為25 V左右的直流，主控芯片通過產生PWM脈沖來控制反激變換器進行DCDC變換，使系統輸出穩定的電壓。為了保證最終輸出電壓穩定，需要進行反饋調節，主控芯片內置ADC對輸出電壓Uo進行采樣，將采樣電壓與設定值進行比較，通過對比誤差快速調整PWM使開關管做出相應調整，保證輸出電壓穩定。本文通過按鍵對輸出電壓值進行設定，電壓值由液晶進行顯示。

　　2.1整流濾波電路設計

　　整流濾波電路由整流橋和濾波電容組成，交流電壓經整流橋整流后，再經過一個濾波電容濾波，輸出直流電壓，其電路如圖4所示。在選擇整流橋時，需要考慮整流橋的最大反向擊穿電壓VBR的耐壓值， VBR最小取值應該滿足式（1）要求。

　　VBR>1.25AC(max)(1)

　　由于本文中的輸入電壓為交流220 V±20 V，經過變壓器降壓后變成交流18 V，故最大輸入交流為18 V，因此可計算出整流橋反向擊穿電壓VBR為：

　　VBR>1.25××18≈32 V(2)

　　為了確保整流橋的安全，可選擇60 V 10 A的整流橋。

　　2.2鉗位電路設計

　　反激變換器在功率管關斷Q1的瞬間，由變壓器T1的漏感與功率管Q1的輸出電容造成的諧振尖峰電壓加載在功率管Q1的漏極，如果不加以限制，功率管Q1很容易被損壞。因此需在功率管Q1的漏極設計RCD鉗位電路，對諧振尖峰進行鉗位。鉗位RCD電路位于如圖5所示反激變換器虛線框圖中。當功率管Q1開通時，變壓器T1處于儲能狀態，二極管D2被施加反向電壓，此時鉗位電路被斷開。當功率管Q1處于關斷時，二極管D2導通，鉗位電路開始工作，變壓器T1的漏感能量大部分轉移至鉗位電容C1中，并在功率電阻R1上消耗掉，這樣使變壓器漏感引起的諧振尖峰得到很好的抑制。

　　2.3驅動電路設計

　　控制功率管Q1開通和關斷的脈沖信號源來自本開關電源系統的主控芯片MSP430G2553，由于直接從主控芯片端口出來的脈沖信號驅動能力有限，不足以驅動MOS管開關，因此需要設計驅動電路，提高脈沖信號的驅動能力。由于本文采用IRF540的導通電壓在10 V以上，直接從主控芯片I/O口輸出的PWM脈沖幅度只能達到3.3 V，不能直接驅動IRF540。將PWM脈沖接入光耦TLP250，其輸出PWM幅度等于光耦的供電電壓，光耦供電電壓取12 V，則經過驅動電路后，輸出的PWM脈沖幅度可達12 V，可以驅動IRF540。驅動電路如圖6所示［7］。

　　2.4輸出采樣電路設計

　　反饋回路中需要對輸出電壓進行采樣，由于設定的輸出電壓在5 V~20 V，采樣ADC不能直接對輸出電壓進行采樣，因此需要設計采樣電路。采樣電路主要由分壓電路和濾波電路組成。對于分壓電路，本文采用的主控芯片內置ADC只能對3.3 V以下的電壓進行準確測量，因此需要對輸出電壓進行分壓。可以選擇分壓倍數為10倍的分壓電阻。經過分壓后采樣電壓是原來的1/10，電壓從5 V~20 V變為0.5 V~2 V，同時誤差電壓相應地縮減為原來的1/10。為使ADC采樣電壓更加精確，可設計濾除采樣電壓中由開關頻率引起的電壓毛刺，因此在ADC采集前設計一個二階無源低通濾波器對采樣電壓濾波。輸出采樣電路如圖7所示。

　　2.5輔助電源電路設計

　　本系統采用的器件中有些是有源器件，有源器件對供電電壓要求不一，故本系統需要設計輔助電源，對不同器件進行供電［8］。本系統中，主要是對驅動芯片TLP250和主控模塊分別進行供電。TLP250的供電電壓設計為12 V，主控模塊設計的供電電壓為5 V。對于12 V電源設計采用三端集成穩壓器LM7812作為12 V輔助電源穩壓器，LM7812三端穩壓器外圍電路簡單，輸入電壓最大可達40 V，輸出電壓為穩定的12 V，采用LM7812可將系統輸入的25 V左右直流穩壓至12 V給TLP250供電，其電路圖如圖8所示。

　　5 V輔助電源的設計采用三端集成穩壓器LM7805，LM7805外圍電路簡單，輸出電壓穩定，采用LM7805可將12 V轉為5 V。其電路設計如圖9所示。

　　2.6系統控制算法軟件實現

　　軟件設計主要完成以下工作：（1）運用AD對輸出電壓采樣，運用PID算法進行快速PWM脈寬調制，使輸出電壓穩定；（2）通過按鍵控制輸出電壓實現步進調制；（3）能通過LCD液晶顯示輸出電壓值。為使程序易于編寫、查錯、測試、維護、修改、更新和擴充，在軟件設計中采用了模塊化設計，將整個軟件劃分為初始化模塊、ADC信號采集模塊、PID運算處理模塊、PWM波生成模塊、液晶顯示模塊以及按鍵設置模塊。其中，以PID運算處理模塊為核心，軟件主流程圖如圖10所示［910］。

3實驗結果及分析

　　數字控制開關電源的設計指標：輸入電壓交流220 V±20 V；輸出電壓可調范圍為5~20 V；輸出電壓精度小于±5%，且步進1 V可調，同時具有輸出電壓數字顯示功能；負載調整率≤2%，輸出紋波≤100 mV，電源效率≥75%；最大輸出功率為60 W。數字電源設計完成后的電路實物圖如圖11，對其進行測試，測試儀器選用FLUKE 17B數字萬用表以及RIGOL MSO2202A數字存儲示波器。下面分別給出輸出電壓精度測試、電源效率測試、紋波測試以及負載調整率測試結果。

　　3.1輸出電壓精度測試

　　首先對開關電源所帶負載分別為空載和有載情況下進行輸出電壓精度測試，結果分別如表1和表2所示，其中表中的UO為理論電壓值，U′O為實際輸出電壓，從表中可以看出電源空載和有載運行時，其誤差最大為5%，完全達到設計要求。

　　3.2電源效率測試

　　本文對電源效率的測量采用計算法，在開關電源接入輕負載和滿負載的情況下分別進行測試。輕負載測試條件選擇輸出電壓10 V，輸出電流1 A。開關電源系統正常工作情況下，輸出接入10 Ω/20 W功率電阻，輸出電壓調至10 V，此時測得輸入電壓Uin為25.1 V，輸入電流Iin為0.45 A，輸出電壓UO為9.8 V，輸出電流Io為0.97 A。根據效率計算公式可得輕負載條件下的效率為：

　　滿負載測試條件選擇輸出電壓20 V，輸出電流3 A。開關電源系統正常工作情況下，輸出接入6.5 Ω/100 W功率電阻，輸出電壓調至20 V，此時可測得Uin為25.2 V，Iin為3.1 A，測得UO為20.2 V，Io為2.95 A。同樣可以算出滿負載條件下的效率為：

　　從上面計算可知系統在輕負載和滿負載情況下系統效率均大于75%，符合設計指標要求。

　　3.3紋波測試

　　本文所設計的開關電源輸出的紋波屬于高頻窄波，所以選擇峰峰值作為開關電源紋波的測量方法。輸出紋波在輕負載和重負載測試結果分別如圖12和13所示。從圖中可以看出在輕負載情況下，紋波最大值為52 mV，在重負載情況下，紋波最大值為84 mV，完全符合設計指標小于100 mV的要求。

　　3.4負載調整率測試

　　負載調整率的測試方法為在交流輸入情況下，分別測量負載為空載和重負載的直流輸出電壓U1和U2，然后根據式（5）可得到負載調整率。

　　通過測試得到U1為15.2 V、U2為14.8 V，則計算得到負載調整率為：

4結論

　　本文設計了一個數字控制直流開關電源系統，系統的設計過程為：系統的方案論證、核心器件的選型、模塊化的硬件設計、系統的軟件設計和系統的綜合調試。從測試數據來看，本設計的指標都已達到設計要求，電壓精度、輸出電壓紋波、負載調整率、AC/DC變換效率等都很好地滿足了設計要求。

參考文獻

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