孫志成, 王小鵬, 田俊偉

　　（蘭州交通大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，甘肅 蘭州 730070）

       摘要：為提高三相不控整流電路的功率因數(shù)，降低輸入電流的諧波含量，穩(wěn)定輸出電壓，提出了一種三相不控整流電路的APFC校正方法。首先采用三相六開關(guān)Boost APFC 整流電路消除相間相互耦合；然后用帶前饋的平均電流數(shù)字控制方法控制PWM整流電路，前饋環(huán)節(jié)為PWM比較器提供主要占空比信號(hào)，電流環(huán)則在主要占空比信號(hào)附近調(diào)節(jié)小的高頻動(dòng)態(tài)信號(hào)，負(fù)擔(dān)較輕且響應(yīng)快；最后調(diào)整采樣時(shí)刻及PI調(diào)節(jié)器參數(shù)實(shí)現(xiàn)APFC校正。仿真實(shí)驗(yàn)表明，帶前饋的平均電流數(shù)字控制方法控制的三相六開關(guān) Boost APFC 整流電路功率因數(shù)接近于1，諧波含量較低且直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定波動(dòng)很小。

　　關(guān)鍵詞：功率因數(shù)；諧波含量；前饋；平均電流法；數(shù)字控制

　　中圖分類號(hào)：TM461文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674 7720.2016.20.007

　　引用格式：孫志成, 王小鵬, 田俊偉. 一種三相不控整流電路APFC校正方法［J］.微型機(jī)與應(yīng)用，2016,35（20）：27 30.

0引言

　　三相有源功率因數(shù)校正(Active Power Factor Correction,APFC)電路工作機(jī)理復(fù)雜，校正方法繁瑣，效果不理想，即使負(fù)載等效為電阻時(shí)，也不能獲得令人滿意的功率因數(shù)。主要原因?yàn)槿嚯妷合嗷ヱ詈希恳幌嗟碾娏鞑粌H由該相電壓決定，而且還受到另外兩相電壓的影響；自身體積大，外圍電路器件多，成本高等限制了它的實(shí)際應(yīng)用［1］。因此，研究控制方法簡(jiǎn)單易行、電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)便的三相不控整流電路及功率因數(shù)高、諧波含量低、成本低廉的APFC系統(tǒng)具有很高的實(shí)用價(jià)值。

　　本文采用有零線的三相六開關(guān)Boost APFC電路，在平均電流法數(shù)字控制APFC校正的基礎(chǔ)上，結(jié)合前饋控制，對(duì)三相不控整流電路進(jìn)行APFC校正，調(diào)整采樣時(shí)刻及PID控制器的參數(shù)，目的在于使電路的功率因數(shù)接近于1，諧波含量較低，輸出電壓穩(wěn)定。

1電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　Boost PFC變換器本身輸入電流紋波小，輸出電壓高，輸入功率因數(shù)較高，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低，工作可靠度高［2］。本文采用雙閉環(huán)Boost型APFC校正輸入端電流波形，跟隨輸入端電壓波形變化，通過脈沖寬度調(diào)制(Pluse Width Modulation,PWM)控制技術(shù)動(dòng)態(tài)地調(diào)節(jié)占空比，減小輸入電流和電壓之間的相位差，從而提高功率因數(shù)(Power Factor,PF)值，降低總諧波失真(Total Harmonic Distortion,THD)，同時(shí)保持輸出直流電壓的穩(wěn)定。

　　典型三相六開關(guān)Boost APFC電路是由6只功率開關(guān)器件組成的三相PWM整流電路，工作于電感電流連續(xù)模式，每個(gè)橋臂由上下兩個(gè)開關(guān)管組成，每相電流可通過與該相連接的橋臂上的兩只開關(guān)管進(jìn)行控制。其優(yōu)點(diǎn)是功率因數(shù)較高，諧波含量低，效率高，適用于中、大功率場(chǎng)合；缺點(diǎn)是開關(guān)器件多，控制復(fù)雜，每個(gè)橋臂上兩只開關(guān)管存在直通短路的危險(xiǎn)，對(duì)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)的可靠性有較高的要求。本文采用的電路拓?fù)錇橛辛憔€的三相六開關(guān)Boost APFC升壓型拓?fù)洹Ｈ鐖D1所示，該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不僅具有典型三相六開關(guān)Boost APFC電路的優(yōu)缺點(diǎn)，而且消除了相與相之間的

　　相互影響。以A、B兩相為例，假設(shè)uAN>0，uBN<0，當(dāng)開關(guān)管S1、S5同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，由于電感電流不能突變，A相的電流流經(jīng)S1之后不會(huì)再流入B相變換器；當(dāng)開關(guān)管S1、S5同時(shí)關(guān)斷時(shí)，也

　　是由于電感電流不能突變使得A相的電流不會(huì)再流入B相變換器［3］。這樣便消除了開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的相間耦合。

2控制方法

　　模擬控制中，信號(hào)的采樣是實(shí)時(shí)連續(xù)的，輸入電流的采樣值可以實(shí)時(shí)連續(xù)地和電流參考值進(jìn)行比較。然而對(duì)數(shù)字控制而言，信號(hào)的采樣是不連續(xù)的。由于采樣的不連續(xù)，必然導(dǎo)致輸入電流采樣值與實(shí)際電感電流的平均值有誤差，進(jìn)而引入附加的諧波畸變。為了減小數(shù)字平均電流控制相對(duì)于模擬平均電流控制附加的諧波畸變，電感電流的數(shù)字采樣值必須盡可能地等于電感電流平均值。為達(dá)到這個(gè)目的，通常采用調(diào)整采樣時(shí)刻和調(diào)整電流采樣濾波的方法。本文采用數(shù)字控制，將采樣時(shí)刻調(diào)整在三角載波的波谷位置，在這個(gè)時(shí)刻采樣的電感電流值更接近于電感電流的平均值［4］。

　　平均電流法是通過控制輸入電流的平均值，使其與輸入整流電壓同相位來實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。在平均電流控制技術(shù)的APFC電路中，采用電流控制環(huán)和電壓控制環(huán)，其中電流控制環(huán)使輸入電流更接近于正弦波，電壓控制環(huán)使輸出電壓保持穩(wěn)定。

　　帶前饋平均電流控制法是在平均電流控制算法基礎(chǔ)上增加一個(gè)前饋環(huán)節(jié)，增加前饋環(huán)節(jié)后，PWM比較器占空比信號(hào)不再由電流控制環(huán)的PI調(diào)節(jié)器輸出單獨(dú)決定，而是由調(diào)節(jié)器輸出和前饋環(huán)節(jié)輸出共同決定。前饋環(huán)節(jié)輸出值取決于輸入電壓瞬時(shí)值和輸出電壓參考值。它提供了占空比信號(hào)的主要波形信息［5-6］。

　　本文采用帶前饋的平均電流法數(shù)字控制方式，如圖2所示,Boost升壓器輸出電壓Vdc經(jīng)濾波后與參考電壓370 V比較，判斷輸出電壓是否與參考電壓相等，如果不相等，則通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)使之與參考電壓相等。PI調(diào)節(jié)器輸出是一個(gè)直流值，是電壓環(huán)的調(diào)節(jié)作用。整流橋輸出電壓ua是正弦半波電壓波形，它與PI調(diào)節(jié)器的結(jié)果相乘后的信號(hào)還是保持正弦半波波形，并且與ua同相位。將乘法器的輸出作為電流環(huán)的參考信號(hào)Iref，就可以保證被控的電感電流與電壓波形一致。Iref的幅值與輸出電壓Vdc同參考電壓的誤差有關(guān)，也與ua的幅值有關(guān)。輸入電流信號(hào)ia被采樣后與基準(zhǔn)電流信號(hào)Iref比較，其高頻分量的變化通過電流誤差放大器被平均化處理。放大后的平均電流信號(hào)Dpi與前饋環(huán)節(jié)的輸出信號(hào)Dff一起與三角載波信號(hào)比較，共同為開關(guān)管S1提供PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)并決定了其應(yīng)有的占空比，使電感電流逼近電感平均電流。

3關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

　　本文設(shè)計(jì)主電路輸入三相交流AC 176～220 V,直流側(cè)輸出電壓DC 370 V,開關(guān)管工作頻率24 kHz,負(fù)載5～15 kW,變換效率>0.95［7-10］。升壓電感:

　　式中:，計(jì)算得升壓電感為800 μH，根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)并考慮工程實(shí)現(xiàn)，本文選取1 000 μH［11］、硅鋼材質(zhì)、鋁導(dǎo)線繞制；濾波電容

　　式中取2%，ω為角頻率，計(jì)算得濾波電容為6 058 μF/450 V［12-13］,考慮工程實(shí)現(xiàn)，本文選取14個(gè)470 μF/450 V電解電容并聯(lián)。

4仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果

　　為了驗(yàn)證本文方法對(duì)功率因數(shù)、諧波含量以及穩(wěn)定輸出電壓等指標(biāo)的效果，利用有零線的三相六開關(guān)Boost APFC升壓型拓?fù)浯罱巳嗖豢煽卣麟娐返腟imulink仿真模型［14-16］并進(jìn)行了仿真，電路模型如圖3所示。

　　圖4所示仿真結(jié)果表明,輸入電流幾乎完全跟隨輸入電壓波形，二者相位差幾乎為0，功率因數(shù)接近于1。

由于功率因數(shù)可以用輸入電壓和輸入電流的相位差的余弦值來近似，所以本文搭建了監(jiān)測(cè)輸入電壓與輸入電流相位差余弦值的Simulink模型。圖5為監(jiān)測(cè)到的A、B、C三相功率因數(shù)約為0.995，PF>0.99；以及利用MATLAB FFT Analysis Tool分析A、B、C三相輸入電流的THD約為4.90%。由于本文搭建的監(jiān)測(cè)功率因數(shù)的模型比較簡(jiǎn)陋，監(jiān)測(cè)到的PF值偏小，實(shí)際的PF約為0.998。

　　圖6所示仿真結(jié)果表明,當(dāng)整流電路穩(wěn)定時(shí)，直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定在370 V，穩(wěn)態(tài)波動(dòng)范圍是-371.8～371.8，波動(dòng)很小。

5結(jié)束語

　　帶前饋的平均電流數(shù)字控制算法簡(jiǎn)單易行，有零線的三相Boost整流電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)便且很好地消除了相間耦合。本文提出的方法通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，有效地提高了三相不控整流器的功率因數(shù)，達(dá)到了約0.998；降低了輸入電流的諧波含量，降低至約4.90%，直流側(cè)輸出的直流電壓穩(wěn)定且紋波很小。符合實(shí)際應(yīng)用需求，可應(yīng)用于工程實(shí)踐。

　　參考文獻(xiàn)

　　［1］ 賁洪奇,張繼紅.開關(guān)電源中有源功率因數(shù)校正技術(shù)［M］.北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2010.

　　［2］ Chen Zhe. Boost APFC device design［J］. Electrical Technology,2010(1): 45-50.

　　［3］ 杜思濤,張淼.三相有源功率因數(shù)校正系統(tǒng)的研究［D］.廣州:廣東工業(yè)大學(xué), 2014.

　　［4］ 王菁,王毅,劉志宇.基于 Boost 的單相數(shù)字平均電流法PFC研究［D］.哈爾濱:哈爾濱工業(yè)大學(xué),2008.

　　［5］ 楊徐路,戚志東,李強(qiáng).基于DSP的數(shù)字化APFC研究［D］.南京:南京理工大學(xué),2014.

　　［6］ 呂新閣,王培良,秦會(huì)斌.基于DSP的單相APFC的研究與設(shè)計(jì)［D］.杭州:杭州電子科技大學(xué),2013.

　　［7］ 王平,許強(qiáng).基于DSP的APFC研究［D］.武漢:華中科技大學(xué),2009.

　　［8］ 董秀芬.一種有源功率因數(shù)校正電路及控制方法的設(shè)計(jì)［J］.微型機(jī)與應(yīng)用,2012,31(19):35-39.

　　［9］ 張嶺,趙錦成,邵天章,等.基于數(shù)控電感的PWM整流器網(wǎng)側(cè)電流改善研究［J］.電子技術(shù)應(yīng)用,2011,37(6):74-76.

　　［10］ 王振宇,成立.一種高效反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)與性能測(cè)試［J］.電子技術(shù)應(yīng)用,2008,16(04):66-69.

　　［11］ 王玉峰,肖永江.單相Boost功率因數(shù)校正主電路模型的建立［J］.電氣傳動(dòng)自動(dòng)化,2002,24(1):34-36.

　　［12］ 傅曉帆.單相Boost型功率因數(shù)校正技術(shù)的研究［D］.貴陽:貴州大學(xué),2016.

　　［13］ 董振旗,趙巍輝,劉耀輝,等.整流濾波電容的設(shè)計(jì)與選用方法研究［J］.電子設(shè)計(jì)工程,2012,20(14):56-58.

　　［14］ 洪乃剛.電力電子和電力拖動(dòng)控制系統(tǒng)的MATLAB仿真［M］.北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2006.

　　［15］ 沈輝.精通SIMULINK系統(tǒng)仿真與控制［M］.北京:北京大學(xué)出版社,2003.

　　［16］  錢素琴,黃新明.基于PID控制LLC微波電源的仿真研究［J］.微型機(jī)與應(yīng)用,2016,35(1):88-90,94.