1單片開關(guān)電源的設(shè)計要點

1.1電源效率的選定

開關(guān)電源效率（η）是指其輸出功率（PO）與輸入功率（PI）（即總功率）的百分比。需要指出，單片開關(guān)電源的效率隨輸出電壓（UO）的升高而增加。因此，在低壓輸出時（UO=5V或3.3V），η可取75％；高壓輸出時（UO≥12V）,η可取85％。在中等電壓輸出時（5V因電源效率η=PO／PI，故開關(guān)電源的總功耗PD=PI－PO=－PO=·PO（1）

PD中包括次級電路功耗和初級電路功耗。重要的是應(yīng)知道初、次級功耗是如何分配的。損耗分配系數(shù)（Z）即反映出這種關(guān)系。

設(shè)初級功耗為PP，次級功耗為PS，則PP＋PS=PD，Z=PS／PD，而1－Z=PP／PD。需要注意的是，次級功耗與高頻變壓器傳輸功率的大小有關(guān)，而初級鉗位二極管的功耗應(yīng)歸入次級功耗之中。這是因為輸入功率在漏極電壓被鉗位之前，已被高頻變壓器傳輸?shù)酱渭壍木壒省?/p>

1.2如何計算輸入濾波電容的準確值

輸入濾波電容的容量是開關(guān)電源的一個重要參數(shù)。CIN值選的過小，會使UImin值大大降低，而輸入脈動電壓UR卻升高。但CIN值取得過大，會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。下面介紹計算CIN準確值的方法。

交流電壓u經(jīng)過橋式整流和CIN濾波，在u=umin情況下的輸入電壓波形如圖1所示。該圖是在PO=POM，fL=50Hz（或60Hz）、整流橋的響應(yīng)時間tc=3ms、η=80％的情況下繪出的。由圖可見，在直流高壓UImin上還要疊加上一個幅度為UR的初級脈動電壓，這是CIN在充放電過程中形成的。

欲獲得CIN的準確值，可按下式進行計算：CIN=（2）

圖1交流電壓為最小值時的輸入電壓波形

圖2正向恢復(fù)時間的電壓波形

圖3TOPSwitchⅡ等系列在230V交流輸入時各電壓參數(shù)的電位分布

舉例說明，在寬范圍電壓輸入時，umin=85V。取UImin=90V，fL=50Hz，tc=3ms，假定PO=30W，η=80％，一并帶入式（2）中求出CIN=84.2μF，比例系數(shù)CIN／PO=84.2μF／30W=2.8μF／W，這恰好在（2～3）μF／W允許的范圍之內(nèi)。

1.3初級各電壓參數(shù)的電位分布情況

下面詳細介紹輸入直流電壓的最大值UImin、初級感應(yīng)電壓UOR、鉗位電壓UB與UBM、最大漏極電壓

UDmax、漏源擊穿電壓U(BR)DS這6個電壓參數(shù)的電位分

布情況，使讀者能有一個定量的概念。

對于TOPSwitchⅡ系列單片開關(guān)電源，其功率開

關(guān)管的漏源擊穿電壓U(BR)DS≥700V，現(xiàn)取下限值700V，

其感應(yīng)電壓UOR=135V。本來初級鉗位二極管的鉗位電壓UB只需取135V，即可將疊加在UOR上由漏感而造成的尖峰電壓吸收掉，實際卻不然。手冊中給出UB參數(shù)值僅表示工作在常溫、小電流情況下的數(shù)值。實際上鉗位二極管（即瞬態(tài)電壓抑制器TVS）還具有正向溫度系數(shù)，它在高溫、大電流條件下的鉗位電壓UBM要遠高于UB。實驗表明，二者存在下述關(guān)系：

UBM≈1.4UB（3）

這表明UBM大約比UB高40％。此外，為防止鉗位二極管對初級感應(yīng)電壓UOR也起到鉗位作用，所選用的TVS鉗位電壓應(yīng)按下式計算：

UB=1.5UOR（4）

此外，還須考慮與鉗位二極管相串聯(lián)的阻塞二極管VD1的影響。VD1一般采用超快恢復(fù)二極管（SRD），其特征是反向恢復(fù)時間（trr）很短。但是VD1在從反向截止到正向?qū)ㄟ^程中還存在著正向恢復(fù)時間（tfr），還需留出20V的電壓余量。正向恢復(fù)時間定義為：給二極管施加一個正向瞬態(tài)電壓，使之從電流為零的反向電壓偏置狀態(tài)轉(zhuǎn)入正向電壓偏置狀態(tài)，直到管子的正向電壓恢復(fù)到規(guī)定值所需要的時間間隔。設(shè)二極管正向壓降的典型值為UF，這里講的規(guī)定值即為1.1UF。正向恢復(fù)時間的電壓波形如圖2所示。由圖可見，當(dāng)給二極管加上正向瞬態(tài)電壓時，管子由截止狀態(tài)轉(zhuǎn)變成導(dǎo)通狀態(tài)的過程如下：管子的正向電壓首先要從零上升到0.1UF，然后達到峰值電壓UFM，再下降到1.1UF。規(guī)定從0.1UF恢復(fù)到1.1UF所需時間，即為正向恢復(fù)時間。需要注意，正向恢復(fù)時間（tfr）和反向恢復(fù)時間（trr）屬于兩個性質(zhì)不同的特征參數(shù)。

考慮上述因素之后，TOPSwitchⅡ的最大漏源極

電壓的經(jīng)驗公式應(yīng)為：

UDmax=UImax＋1.4×1.5UOR＋20V（5）TOPSwitchⅡ各系列在230V交流固定輸入時，初級電壓參數(shù)對應(yīng)于波形的分布情況如圖3所示。此時u=230V±35V，即umax=265V，UImax=umax≈375V，UOR=135V，UB=1.5UOR≈200V，UBM=1.4UB=280V，UDmax=675V，最后再留出25V的電壓余量，因此U(BR)DS=700V。實際上U(BR)DS也具有正向溫度系數(shù)，當(dāng)環(huán)境溫度升高時U(BR)DS也會升高，上述設(shè)計就為芯片耐壓值提供了額外的余量。

1.4根據(jù)IP值選擇芯片的方法

單片開關(guān)電源的極限電流最小值ILIMIT（min)，均是針對室溫情況下定義的。若芯片工作在比較高的溫度下，其額定值應(yīng)減小10％，因此通常取初級峰值電流IP=0.9ILIMIT（min)。這表明在選擇芯片時，可先將IP除以0.9，轉(zhuǎn)換成ILIMIT（min)值，從有關(guān)參數(shù)表中查出符合上述要求且與該數(shù)值最為接近的TOPSwitch芯片。

在PO確定之后，采用連續(xù)模式能降低IP，允許使用功率較小的芯片。若要減小磁芯及高頻變壓器的尺寸，應(yīng)適當(dāng)增加初級脈動電流IR與峰值電流IP的比值KRP。KRP的取值范圍是0～1.0。KRP愈大，磁芯尺寸愈小，其代價是需采用輸出功率較大的芯片。另外，增大KRP值還意味著開關(guān)電源要向不連續(xù)模式過渡，此時初級電感量LP↓，IP↑，IRMS↑，導(dǎo)致η↓。因此，在選擇KRP值時應(yīng)權(quán)衡利弊，要在減小磁芯尺寸與保證盡量高的效率這二者之間，確定最優(yōu)設(shè)計方案。

2電子數(shù)據(jù)表格的結(jié)構(gòu)

在用計算機設(shè)計單片開關(guān)電源時，需借助于電子數(shù)據(jù)表格才能完成。這種表格的內(nèi)容以高頻變壓器設(shè)計為主，其它外圍電路及關(guān)鍵元器件參數(shù)計算為輔。單路輸出式開關(guān)電源的電子數(shù)據(jù)表格共分6列。A列代表輸入和輸出的參數(shù)。B列中是由用戶輸入的數(shù)據(jù)。C列為計算過程中保留的數(shù)據(jù)，這些數(shù)據(jù)可作為中間變量，在前、后設(shè)計步驟中交叉使用。D列為計算結(jié)果。E列給出的是單位（SI制）。F列是對參數(shù)的說明。

舉例說明：由TOP222Y構(gòu)成的7.5V、15W單片開關(guān)電源模塊，其交流輸入電壓范圍是85V～265V，電壓調(diào)整率SV=±0.5％（85V～265V），負載調(diào)整率SI=±1％（負載電流從滿載的10％變化到100％），輸出紋波電壓最大值為±50mV。表1給出該模塊所對應(yīng)的電子數(shù)據(jù)表格，可供讀者在設(shè)計開關(guān)電源時參考。需要指出，在設(shè)計和使用電子表格時，還可根據(jù)實際電路的要求，適當(dāng)增加一些參數(shù)。例如在第16行下面插入TOPSwitch的極限電流最大值ILIMIT（max)參數(shù)，并注明由此選定的芯片型號，作為新的17行，原17行就改為18行，依次順延。表中預(yù)留出的空行也是專為插入新參數(shù)而設(shè)置的。

表1設(shè)計7.5V、15W開關(guān)電源用的電子數(shù)據(jù)表格

續(xù)表