1引言

當今，對額定功率200W以上的高頻實用型開關電源在進行環保性能評估方面都或多或少地存在一些麻煩。它們要么EMI噪聲較大，要么輸入電流諧波超標或者在一定的功率封裝密度下溫度特性不好，可靠性差等等。要解決這些問題，一個途徑是找尋新的性能更先進的變換器拓撲，另一途徑就是選擇新工藝，新器件以盡可能滿足環保性能評估的要求。

近年來國外某些知名半導體公司花了不少力氣進行器件技術的改造并研發出一系列有針對性的性能優越的新器件。例如前身為Siemens的Infineon公司近年陸續地推出專用于解決高頻開關電源上述問題的一攬子器件。它們包括耐高壓600V，低導通電阻（Rdson）的CoolMOS管（高頻運用時溫升極低，適用作Boost開關），大電流低耐壓且小Rdson的OptiMOS管（特適用于Buck變換器），PFCPWM雙合一ICTDA16888（可節省空間和元件），耐高壓（600V）SiC肖特基二極管（特適用于作Boost二極管）等等。這些器件都有專門特性，如果在開關電源設計中使用得當，就會事半功倍地解決問題，而且成本也得到控制。

作為范例，本文擬向讀者介紹利用上述器件綜合制成的一個工作頻率為200kHz，功率為200W的符合環保要求的實用型開關電源。它采用第二代的CoolMOSC2作為PFC和PWM的功率開關，采用SiC肖特基二極管作為PFC二極管，OptiMOS作為同步整流開關，PFC和PWM的控制由同一塊ICTDA16888實現。該電源具有寬的輸入電壓范圍(90V～275V)，80％以上的AC/DC變換效率。輸出電壓有兩組:＋5V/20A和＋12V/8.3A，帶有輸出過載保護和輸出短路保護。所有功率器件均無須加散熱片，也不要求接最小的輸出負載。

2電路方塊圖

圖1示出整體電源的工作框圖。它是由PFC和PWM兩部分組成。第一部分是一個用于功率因數校正（PFC）的AC／DC變換器，第二部分是由兩個功率開關管組成的正激式脈沖寬度調制（PWM）的DC／DC變換器。PFC級是一個Boost升壓變換器，它的作用是在其輸出端提供一個380Vd.c.而同時在輸入端保持輸入電流為正弦波以獲得功率因數近似等于1。PFC級另一個特點是可以讓電源工作在寬電壓輸入范圍（90V～275V）而無須再加入使整流電路重新配置的電壓范圍開關。所用的功率器件是兩個并聯運用的CoolMOS型SPB11N60C2以及一個SiC肖特基二極管SDB06S60（6A／600V）。

雙管正激式變換器通過耦合變壓器T1實施與電網的隔離。在變壓器初級，功率器件是兩個CoolMOSSPB11N60C2和兩個EMCON二極管SDD04E60（4A／600V）。次級有兩組輸出（5Vd.c.和12Vd.c.），但它們的整流原理有所不同。12V輸出使用的是傳統肖特基二極管整流電路，而5V輸出則使用低壓MOSFETSSPB80N03S2L03作同步整流來實現。

PFC和PWM兩部分的功能控制均由一單片集成電路TDA16888來完成。

3結構／散熱片設計

本電源優點之一是體積小。它由兩塊大小不一的雙面PCB板組成。較大的一塊（18cm×15cm）為主板，裝有各類功率器件和無源元件，并盡量采用占地小的SMD元件。器件沒有使用任何散熱片，熱量的散發是靠PCB板上的主銅皮將熱能傳遞至下面的一塊金屬平板實現的。較小的一塊（6cm×3cm）為控制板，裝有控制電路，并垂直地插入到主板上。

4部件功能描述

4．1電源主板

電源主板原理如圖2所示，包括以下幾個部分：

（1）AC輸入／EMI濾波器

SMPS的輸入電壓是90V～275V（50Hz／60Hz），保險絲用以在電路發生故障時，防止電源進一步損壞。輸入EMI濾波器（C86，L1，L4，C24，C25，C26,C2）用以抑制由兩功率開關轉換時所產生的高頻噪聲。壓敏電阻R30用以抗御來源于電網的高壓浪涌。輸入電源整流器（D1D4）采用常規的硅二極管。

（2）PFC變換器

這是一個具有連續電感電流流過全負載的Boost升壓變換器拓撲。開關頻率為200kHz。輸出電壓近似為380Vd.c.。

PFC的核心部分是Boost電感器L2，開關管Q1A／Q1B，boost二極管D5和大電解電容C3。為了減少寄生電容，L2是利用單根銅線在一個環形鐵粉芯上繞制一層而成。并聯管Q1A／Q1B是用CoolMOS新工藝做的SPB11N60C2，它們具有高的開關速度和極低的通態電阻，這一優點在90V低輸入時，因電路處在大電流和高占空比運行，所以就顯得特別重要。雙管并聯的目的僅僅是為了擴大散熱面積以便使PCB板上的熱分布比較均衡。Boost二極管D5是一個600VSiC肖特基二極管，因它沒有電荷貯存而具有非常好的開關特性（沒有反向恢復而且沒有溫度對開關特性的干擾）。D82為傳統的硅二極管，用于從最初的整流電壓向電解電容充電，以避免SiC二極管D5在開機瞬間承受過高的浪涌電流。電解電容C3用于貯存能量以降低二次諧波的電壓紋波，同時它還必須承受開關頻率的電流。電容C3A專用于旁路高頻諧波電流。

圖1200WSMPS方塊圖

圖2200WSMPS主板電原理圖

圖3變壓器結構

（3）PWM變換器（雙管正激式）

PWM變換器是一個雙管正激式變換器拓撲。其運行頻率也為200kHz。在初級一側的主要部分是Q2A／Q2B和D22／D27。當正激晶體管Q2A／Q2B同時導通時，能量通過變壓器傳遞至輸出端。Q2A／Q2B選擇具有高開關速度的CoolMOSSPB11N60C2。D22／D27則選EMCON樣板二極管。在Q2A／Q2B截止期間，D22／D27是用來鉗位變壓器磁通復零期間由變壓器漏感所生成的反饋尖峰電壓。變壓器T1由電解電容C3上的直流電壓供電并使輸出與輸入隔離，使用EPCOS出品的RM組合磁芯RM14／N87（見圖3），其初級繞組用絞合線Litz，次級用薄銅帶繞制。

為了減少漏電感，初、次級可采用交錯法（Interleaved）繞制。

次級是12V通道的D20／D21，L3A，L6和C36／C37以及5V通道的Q19／Q21，L3B，L5和C15，C28。其中D20／D21是45V標準的肖基特二極管，它們在兩個時序內各起作用：D20在Q2A/Q2B導通時作為整流二極管，D21則在Q2A/Q2B晶體管截止時作為負載電流的續流通道。

（4）同步整流

在5V通道中使用了由三個低壓30V／80A的OptiMOSSPB80N03S2L03做成的同步整流器。其控制信號由次級產生。兩個OptiMOSQ19和Q19A是并聯的，它們共同提供“低態”PWM的續流電流通道。而OptiMOSQ21則作為串聯整流之用。在變壓器初級復位瞬間，PWM脈沖輸出消失，同步整流器Q19／Q19A通過Q18的體二極管續流導通。當初級轉變為導通時，Q18的柵極（早先處于負偏）受到次級繞組電壓經電阻R97的驅動，Q18導通使Q19／Q19A截止。而Q21則在R96，L3A和L3B的聯動作用下變為導通，開始新一輪的同步整流周期。

4．2控制電路

200WSMPS的控制板電路如圖4所示，它是由混合雙ICTDA16888及其周邊元件組成。

（1）混合雙ICTDA16888

TDA16888是Infineon公司近年研制的新產品，它提供對帶PFC的SMPS的全控制。利用內部同步運行的PFC和PWM功能，使它適應世界范圍的電壓輸入并適用于兩級離線變換器。其PFC功能可滿足IEC100032關于交流輸入電流諧波限量的規定。它的外圍元件較少，因而能減小整個電源的造價。

TDA16888具有確定的PFC特性如下：

——雙環路控制（對平均電流和輸出電壓雙敏感）；

——作為輔助電源的附加運用方式；

——快速軟開關推拉式柵極驅動（1A）；

——前沿脈沖寬度調制；

——峰值電流限定；

——過壓保護。

其確定的PWM特性為：

——改進型電流模式控制；

——快速軟開關推拉式柵極驅動（1A）；

——軟啟動安排；

——后沿脈沖寬度調制；

——為防止變壓器飽和，最大占空比限定在50％。（2）PFC控制

TDA16888應用平均電流控制方式來提供有源功率因數校正。其PFC部分的“心臟”就是一個模擬乘法器。它為電流誤差放大器OP2產生一個可規劃的電流基準信號，這個信號是由已整流的輸入電源電壓與輸出電壓誤差放大器的輸出相乘而得到的，因此這個電流基準信號既具有輸入電壓的形狀（雙半正弦波）同時又含控制輸出電壓幅值的作用。通過后續的OP2以及脈沖寬度調制器和驅動器，PFC的交流輸入電流就會變成近似正弦波，功率因數接近于1。而PFC的輸出電壓也穩定在380V。在圖4電路中，電壓誤差放大器（具有電壓敏感和補償作用）的外部電路由R13、R14、R16、C5和C6組成。電阻R4（R4A，R4B）用于監測實際的已整流輸入電壓。R5、R7、R8、C7和C8是屬于電流誤差放大器的元件，電感電流可通過在主板上的R6的壓降而受到監測。R3、R26可決定PFC的電流限值（近似6.5A）。R11、R12確定了過壓的閾值。

圖4200WSMPS控制板電原理圖圖

（3）PWM控制

TDA16888提供一個改進型電流模式控制，它帶來了有效的斜率補償以及加強了對電壓尖峰的抑制。變換器初級開關電流可通過在主板的R15上的電壓降經R32，C21低通濾波后，傳送至PWMCS（11）腳中，經內部放大后將和PWMin（14）腳上的輸出電壓控制環反饋信號XS一起雙雙輸入至內部PWM比較器C8中作比較，由它們共同決定實際占空比。C14提供PWM部分的軟啟動。輸出電壓控制環的元件R20，R19，IC2等都安放在主板變換器的次級一側。其反饋信號的傳遞是通過一個低值的光耦合器IC3來完成。

（4）柵極驅動電路

考慮到運行頻率很高，我們采用小信號雙極型晶體管（Q6,Q7,Q10,Q11）和MOSFETs(Q8,Q9,Q12,Q13)組成的分立式高速、大電流驅動級去驅動PFC部分的功率管（Q1A,Q1B）以及PWM級的低端功率管（Q2A）。這就是為什么在PFCOUT／PWMOUT的原來柵極驅動信號輸出處再插入史密特觸發以及后續的分立式驅動放大器的原因。對高端功率管（Q2B）的柵極驅動，其信號同樣從PWMOUT輸出，通過高速光耦合器IC8（SFH6711）傳遞，并由IC9，Q14～Q17加以放大后再輸入Q2B。為獲得對Q2B的浮地供電電壓Vcctop我們在PFC扼流圈L2磁芯上多設置一個獨立繞組。

5測試結果

5．1效率

在近乎滿載和不同的輸入電壓下測試的效率見表1。

由表1可見，在輸入電壓最高時所得效率最高，而輸入電壓最低時效率最低。其原因在于輸入電壓降低時，輸入電流會升高導至輸入整流器，EMI濾波器，PFC扼流圈和PFC電流敏感電阻的傳導損耗增加。當開關管必須通過較高的峰值電流時，在低輸入電壓條件下PFC開關管電流的有效值就會升高。再者，為了使PFC級在啟動時有一個較快的建立速度，晶體管以有效占空比兩倍的ton時間開關著，亦即晶體管的導通時間加長引起其電流加大從而也引起PFC級的開關損耗升高。由于PWM的供電電壓是從PFC輸出并經過予穩壓，故PWM級的特性與輸入交流電壓無關。

表1效率測試結果

圖5傳導噪聲測試

(a)AV平均值檢波噪聲譜線(b)QP準峰值檢波噪聲譜線

再者，由于PWM采用帶光耦合器和可變穩壓ICTL431作為輸出穩壓反饋電路，其負載－穩壓調整率也是很好的，為獲得穩定輸出電壓無須對負載大小提出額外要求。

5．2功耗的分布

最大功耗發生在滿負載和低交流輸入電壓條件下。這時的運行點為：Vin=90V，Pin=224W，Pout=180.5W，功耗Ploss=43.5W

利用被測部件的溫度可估算出功耗的分布見表2。

表2功耗分布

5．3傳導EMI的測試

為測試整機開關電源的傳導噪聲，我們根據CISPRPublication16,1977所規定的對EMI噪聲的測試方法，使用EMI接收機FMLK1518以及一個電源阻抗穩定網絡（LISN）NSLK8128進行測試，結果如圖5所示。測試條件：Vin=230V,Pout=181.4W,整機電源放在金屬盒內。

由圖5可見，所測出的EMI噪聲譜線均在正常限值之下。