本文介紹了基于0.18μm CMOS工藝的802.11a無線局域網(wǎng)1GHz頻段正交下變頻電路的設(shè)計方法。該設(shè)計采用源級退化和電流注入的方法對傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻單元進(jìn)行改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)了高性能下變頻器。模擬結(jié)果表明，下變頻器的1dB壓縮點(diǎn)為－6.6Bm，三階截點(diǎn)（IIP3）為3.64dBm，50Ω負(fù)載輸出增益為2.8dB，噪聲系數(shù)為23dB。
隨著手提電腦等便攜式設(shè)備應(yīng)用的日益增長，傳統(tǒng)的有線局域網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)不能滿足人們對移動通信的要求，無線局域網(wǎng)（WLAN）以其移動性、靈活的組網(wǎng)方式和高速率的數(shù)據(jù)傳輸?shù)忍匦裕刮覀冊瓉肀仨氃诰W(wǎng)絡(luò)物理連接的前提下才可能使用網(wǎng)絡(luò)的限制被打破。無線局域網(wǎng)正在成為人們無線接入互聯(lián)網(wǎng)的主要方式，其低成本、高效率和易于部署等特點(diǎn)使它在近年得到了迅速增長。
無線局域網(wǎng)市場的增長促進(jìn)了射頻集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展。CMOS工藝以其諸多優(yōu)點(diǎn)正逐步成為射頻集成電路設(shè)計的首選工藝，采用CMOS工藝設(shè)計運(yùn)用于無線局域網(wǎng)絡(luò)的單片集成收發(fā)機(jī)電路有著廣闊的市場前景。本文介紹的1GHz頻段正交下變頻電路正是無線局域網(wǎng)接收電路中的關(guān)鍵電路之一。整個設(shè)計在臺積電（TSMC）的0.18μm CMOS工藝的基礎(chǔ)上進(jìn)行，目前已經(jīng)完成了電路的仿真。
接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
一般應(yīng)用于無線局域網(wǎng)的收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)主要有二次變頻結(jié)構(gòu)、零中頻結(jié)構(gòu)、低中頻結(jié)構(gòu)和高中頻結(jié)構(gòu)四種。每種結(jié)構(gòu)的收發(fā)機(jī)有其各自的優(yōu)缺點(diǎn)，本文設(shè)計的下變頻器應(yīng)用于二次變頻結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中，接收機(jī)的系統(tǒng)框圖如圖1所示。在接收機(jī)中，信號經(jīng)過天線接收后通過選頻網(wǎng)絡(luò)，再經(jīng)過低噪聲放大器（LNA）放大，濾波后直接提供給第一級本振信號為4GHz的混頻器，將頻率為5GHz的接收信號下變頻到1GHz。之后，信號分別通過兩個輸入本振同為1GHz但相位差為90o的正交下變頻器解調(diào)，變?yōu)榱阒蓄l信號，再通過低通濾波器濾波和自動增益控制放大器放大，最終信號提供給基帶芯片完成基帶部分的處理。
下變頻器的設(shè)計特點(diǎn)分析
本文介紹的下變頻器是系統(tǒng)中把1GHz信號轉(zhuǎn)化為兩個零中頻信號的電路，它由兩個結(jié)構(gòu)相同的混頻器構(gòu)成，見圖1虛框部分。從系統(tǒng)分析可知，由于混頻器處在接收機(jī)的后端，因此需要很高的線性度，這是整個下變頻器設(shè)計的重點(diǎn)。由于整個接收機(jī)要求很高的信噪比，所以我們希望下變頻器的噪聲系數(shù)盡量小。再者，由于后級電路的噪聲系數(shù)和前級的增益有關(guān)，因此需要下變頻器提供一定的增益來減小后續(xù)電路噪聲對系統(tǒng)噪聲的影響。在設(shè)計接收機(jī)系統(tǒng)時，還需要考慮下變頻器和前級電路的阻抗匹配。因此，設(shè)計一個理想的下變頻器具有很大的挑戰(zhàn)，它需要對增益、線性度、噪聲系數(shù)、供電電壓、功耗等各個因數(shù)進(jìn)行綜合考慮才能得到一個最優(yōu)化的結(jié)果。
根據(jù)電路設(shè)計及實(shí)現(xiàn)工藝的要求，我們可以應(yīng)用的混頻器結(jié)構(gòu)有很多，如單平衡開關(guān)混頻器、亞采樣混頻器、雙平衡線性區(qū)混頻器、雙柵有源混頻器等，每種電路結(jié)構(gòu)都有其自身的特點(diǎn)。目前，在射頻接收機(jī)中運(yùn)用最多的還是吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)單元，它具有很好的端口隔離度和較低的噪聲系數(shù)，且能提供較大的混頻增益。吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示。本振信號從M1、M2、M3和M4的柵極輸入，MOS管工作在開關(guān)狀態(tài)。射頻信號從M5和M6的柵極輸入，MOS管工作在飽和區(qū)，將射頻電壓信號轉(zhuǎn)化為電流信號，零中頻信號從負(fù)載電阻的兩端轉(zhuǎn)化成電壓信號差分輸出。
優(yōu)化的混頻器結(jié)構(gòu)
由接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)可知，當(dāng)射頻信號經(jīng)低噪聲放大器再經(jīng)一次變頻增益后，輸出的信號已經(jīng)有較大的功率，再輸入到下變頻器，為了保證信號的不失真并使整機(jī)有較高的信噪比，就要使下變頻器有很高的線性度，同時又要確保下變頻器具有一定的增益。此時，傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)已經(jīng)不能滿足要求，為此我們需要采用優(yōu)化的吉爾伯特混頻器。
a. 源級退化
為了提高混頻器的線性度，簡單的方法是增大混頻器的工作電源電壓或增大工作電流。然而，當(dāng)前的芯片設(shè)計特別是應(yīng)用于便攜式設(shè)備的芯片設(shè)計都是朝著低電壓、低功耗的方向發(fā)展，簡單依靠增大工作電壓和工作電流的設(shè)計方法沒有多大的實(shí)際意義。因而上述的兩種方法在設(shè)計中都不宜采用，而現(xiàn)在最常用和最有效提高線性度的方法是采用源級退化（Source Degeneration）。如圖3中標(biāo)號為1所示，通過在M5和M6的源級增加阻抗Zs來達(dá)到增加線性度的目的。
在設(shè)計時一般會建議采用電感來形成阻抗Zs構(gòu)成源級退化，因?yàn)槔硐氲碾姼胁淮嬖跓嵩肼暎蚨粫黾踊祛l器的噪聲系數(shù)，而且電感沒有直流壓降，這就增加了混頻器的凈空電壓以及線性度。但采用電感也有它的不足之處：首先，電感的阻抗Zs和工作的頻率有關(guān)，這種結(jié)構(gòu)的電路只能應(yīng)用在窄帶范圍內(nèi)；其次，電感在片上集成占用的面積較大，會增加很大的制造成本，且電感模型也不夠精確，仿真值和實(shí)際值誤差較大，造成制造后的成品率不能保證。因此，在本次設(shè)計中采用了電阻來形成源級退化的電路結(jié)構(gòu)。
本文介紹了基于0.18μm CMOS工藝的802.11a無線局域網(wǎng)1GHz頻段正交下變頻電路的設(shè)計方法。該設(shè)計采用源級退化和電流注入的方法對傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻單元進(jìn)行改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)了高性能下變頻器。模擬結(jié)果表明，下變頻器的1dB壓縮點(diǎn)為－6.6Bm，三階截點(diǎn)（IIP3）為3.64dBm，50Ω負(fù)載輸出增益為2.8dB，噪聲系數(shù)為23dB。
隨著手提電腦等便攜式設(shè)備應(yīng)用的日益增長，傳統(tǒng)的有線局域網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)不能滿足人們對移動通信的要求，無線局域網(wǎng)（WLAN）以其移動性、靈活的組網(wǎng)方式和高速率的數(shù)據(jù)傳輸?shù)忍匦裕刮覀冊瓉肀仨氃诰W(wǎng)絡(luò)物理連接的前提下才可能使用網(wǎng)絡(luò)的限制被打破。無線局域網(wǎng)正在成為人們無線接入互聯(lián)網(wǎng)的主要方式，其低成本、高效率和易于部署等特點(diǎn)使它在近年得到了迅速增長。
無線局域網(wǎng)市場的增長促進(jìn)了射頻集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展。CMOS工藝以其諸多優(yōu)點(diǎn)正逐步成為射頻集成電路設(shè)計的首選工藝，采用CMOS工藝設(shè)計運(yùn)用于無線局域網(wǎng)絡(luò)的單片集成收發(fā)機(jī)電路有著廣闊的市場前景。本文介紹的1GHz頻段正交下變頻電路正是無線局域網(wǎng)接收電路中的關(guān)鍵電路之一。整個設(shè)計在臺積電（TSMC）的0.18μm CMOS工藝的基礎(chǔ)上進(jìn)行，目前已經(jīng)完成了電路的仿真。
接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
一般應(yīng)用于無線局域網(wǎng)的收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)主要有二次變頻結(jié)構(gòu)、零中頻結(jié)構(gòu)、低中頻結(jié)構(gòu)和高中頻結(jié)構(gòu)四種。每種結(jié)構(gòu)的收發(fā)機(jī)有其各自的優(yōu)缺點(diǎn)，本文設(shè)計的下變頻器應(yīng)用于二次變頻結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中，接收機(jī)的系統(tǒng)框圖如圖1所示。在接收機(jī)中，信號經(jīng)過天線接收后通過選頻網(wǎng)絡(luò)，再經(jīng)過低噪聲放大器（LNA）放大，濾波后直接提供給第一級本振信號為4GHz的混頻器，將頻率為5GHz的接收信號下變頻到1GHz。之后，信號分別通過兩個輸入本振同為1GHz但相位差為90o的正交下變頻器解調(diào)，變?yōu)榱阒蓄l信號，再通過低通濾波器濾波和自動增益控制放大器放大，最終信號提供給基帶芯片完成基帶部分的處理。
下變頻器的設(shè)計特點(diǎn)分析
本文介紹的下變頻器是系統(tǒng)中把1GHz信號轉(zhuǎn)化為兩個零中頻信號的電路，它由兩個結(jié)構(gòu)相同的混頻器構(gòu)成，見圖1虛框部分。從系統(tǒng)分析可知，由于混頻器處在接收機(jī)的后端，因此需要很高的線性度，這是整個下變頻器設(shè)計的重點(diǎn)。由于整個接收機(jī)要求很高的信噪比，所以我們希望下變頻器的噪聲系數(shù)盡量小。再者，由于后級電路的噪聲系數(shù)和前級的增益有關(guān)，因此需要下變頻器提供一定的增益來減小后續(xù)電路噪聲對系統(tǒng)噪聲的影響。在設(shè)計接收機(jī)系統(tǒng)時，還需要考慮下變頻器和前級電路的阻抗匹配。因此，設(shè)計一個理想的下變頻器具有很大的挑戰(zhàn)，它需要對增益、線性度、噪聲系數(shù)、供電電壓、功耗等各個因數(shù)進(jìn)行綜合考慮才能得到一個最優(yōu)化的結(jié)果。
根據(jù)電路設(shè)計及實(shí)現(xiàn)工藝的要求，我們可以應(yīng)用的混頻器結(jié)構(gòu)有很多，如單平衡開關(guān)混頻器、亞采樣混頻器、雙平衡線性區(qū)混頻器、雙柵有源混頻器等，每種電路結(jié)構(gòu)都有其自身的特點(diǎn)。目前，在射頻接收機(jī)中運(yùn)用最多的還是吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)單元，它具有很好的端口隔離度和較低的噪聲系數(shù)，且能提供較大的混頻增益。吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示。本振信號從M1、M2、M3和M4的柵極輸入，MOS管工作在開關(guān)狀態(tài)。射頻信號從M5和M6的柵極輸入，MOS管工作在飽和區(qū)，將射頻電壓信號轉(zhuǎn)化為電流信號，零中頻信號從負(fù)載電阻的兩端轉(zhuǎn)化成電壓信號差分輸出。
優(yōu)化的混頻器結(jié)構(gòu)
由接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)可知，當(dāng)射頻信號經(jīng)低噪聲放大器再經(jīng)一次變頻增益后，輸出的信號已經(jīng)有較大的功率，再輸入到下變頻器，為了保證信號的不失真并使整機(jī)有較高的信噪比，就要使下變頻器有很高的線性度，同時又要確保下變頻器具有一定的增益。此時，傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)已經(jīng)不能滿足要求，為此我們需要采用優(yōu)化的吉爾伯特混頻器。
a. 源級退化
為了提高混頻器的線性度，簡單的方法是增大混頻器的工作電源電壓或增大工作電流。然而，當(dāng)前的芯片設(shè)計特別是應(yīng)用于便攜式設(shè)備的芯片設(shè)計都是朝著低電壓、低功耗的方向發(fā)展，簡單依靠增大工作電壓和工作電流的設(shè)計方法沒有多大的實(shí)際意義。因而上述的兩種方法在設(shè)計中都不宜采用，而現(xiàn)在最常用和最有效提高線性度的方法是采用源級退化（Source Degeneration）。如圖3中標(biāo)號為1所示，通過在M5和M6的源級增加阻抗Zs來達(dá)到增加線性度的目的。
在設(shè)計時一般會建議采用電感來形成阻抗Zs構(gòu)成源級退化，因?yàn)槔硐氲碾姼胁淮嬖跓嵩肼暎蚨粫黾踊祛l器的噪聲系數(shù)，而且電感沒有直流壓降，這就增加了混頻器的凈空電壓以及線性度。但采用電感也有它的不足之處：首先，電感的阻抗Zs和工作的頻率有關(guān)，這種結(jié)構(gòu)的電路只能應(yīng)用在窄帶范圍內(nèi)；其次，電感在片上集成占用的面積較大，會增加很大的制造成本，且電感模型也不夠精確，仿真值和實(shí)際值誤差較大，造成制造后的成品率不能保證。因此，在本次設(shè)計中采用了電阻來形成源級退化的電路結(jié)構(gòu)。
b. 電流注入
在傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器中，為了提高混頻器的增益和線性度，在M5和M6處我們需要有較大的直流，但是這會使直流在負(fù)載電阻和開關(guān)管上的壓降增大，造成直流工作點(diǎn)的偏移，不能保證混頻器的正常工作。為了解決這個矛盾，我們在吉爾伯特混頻器的開關(guān)管中間額外加入兩個電流源，形成兩個注入電流。如上圖3標(biāo)號②所示。
采用電流注入有諸多優(yōu)點(diǎn)：第一，采用電流注入可以在電源電壓不變的情況下，有效地提高混頻器的線性度；第二，可以減小由于MOS管開關(guān)工作不理想所帶來的閃爍噪聲，從而減小混頻器的噪聲系數(shù)，同時可以減小開關(guān)管的尺寸，使本振負(fù)載減小；第三，由于增加了電流注入，使流過負(fù)載電阻的直流減小，在保持電路直流工作點(diǎn)不變的情況下，增大負(fù)載電阻，從而增大混頻器的增益。而且由于負(fù)載電阻的增大，我們可以方便地在負(fù)載電阻端并聯(lián)一個較小的電容，實(shí)現(xiàn)片上的RC低通濾波電路。
下變頻器結(jié)構(gòu)
下變頻器的總體電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。主要包括輸入阻抗匹配、混頻器單元和后級輸出緩沖三個部分。
a. 輸入阻抗匹配
對于射頻電路，輸入與輸出的信號電平和阻抗是重要的設(shè)計參數(shù)，不同模塊之間的阻抗匹配是一個重要的技術(shù)指標(biāo)。如圖4所示，射頻信號和本振信號的直流電平分別通過R1和R2、R3和R4分壓得到，輸入信號通過和50Ω匹配電阻相接，對于差分的輸入信號，O點(diǎn)相當(dāng)于虛地，這樣就實(shí)現(xiàn)了50Ω的阻抗匹配。
b. 混頻器單元
通過上面的分析，我們給出了改進(jìn)后的吉爾伯特混頻器的具體電路結(jié)構(gòu)，見圖4。我們通過一個PMOS管和一個電阻實(shí)現(xiàn)注入電流，通過PMOS的源級接電阻來增大電流源的內(nèi)阻，使得并聯(lián)電流源內(nèi)阻對負(fù)載電阻的影響減小。可以通過調(diào)節(jié)電阻值和偏置電壓的大小來改變注入電流的大小。需要指出的是，注入電流值不宜過大也不能太小，過大或過小都會造成系統(tǒng)中本振VCO的相位噪聲變差。
由于混頻器工作的電流較大，因此可以考慮兩個相同的電流源并聯(lián)來提供工作電流，此時的退化電阻可以接在兩個電流源之間。采用這種結(jié)構(gòu)，工作直流在退化電阻中沒有壓降，這樣就提高了混頻器的凈空電壓，相應(yīng)的線性度也提高。但是由于采用了兩個電流源，我們在下變頻器版圖的布局過程中需要特別注意，因?yàn)椴季稚杂胁缓侠砭蜁斐晒茏拥牟黄ヅ洌沟孟伦冾l器的噪聲系數(shù)增大。
c. 輸出緩沖
在實(shí)際測試中，下變頻器的輸出接50Ω負(fù)載，因此需要通過輸出緩沖來增大其驅(qū)動能力。輸出緩沖采用差分放大器的結(jié)構(gòu)，與下變頻器單元的輸出直接耦合。在設(shè)計時考慮放大器增益的同時也需要考慮它的線性度。
模擬結(jié)果
本次設(shè)計采用了Cadence公司的Spectre模擬仿真工具對電路進(jìn)行仿真。
應(yīng)用Spectre里的周期性穩(wěn)態(tài)分析pss（Periodic Steady State）工具和pnoise噪聲分析工具進(jìn)行模擬。根據(jù)802.11a協(xié)議及接收機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的要求，我們對下變頻器在125M（本振頻率在1036M－1161M間變化）的帶寬內(nèi)進(jìn)行了模擬仿真。從下變頻器增益、1dB壓縮點(diǎn)和三階截點(diǎn)隨頻率變化的曲線可以看出，下變頻器的各項性能隨頻率的變化很小，1dB壓縮點(diǎn)為－6.6Bm，三階截點(diǎn)（IIP3）為3.64dBm。50Ω負(fù)載輸出增益為2.8dB，噪聲系數(shù)為23dB。芯片采用1.8V標(biāo)準(zhǔn)電源供電，單個下混頻器的功耗約為40mW。表1是對下變頻器性能指標(biāo)的總結(jié)。