</a>摘要：將HPWM軟開關技術應用于逆變器" title="逆變器">逆變器" title="逆變器">逆變器" title="逆變器">逆變器" title="逆變器">逆變器,在不增加任何輔助電路的基礎上實現了功率管的ZVS通斷。HPWM軟開關方式逆變器電路控制簡單，基本不增加功率管的附加應力，且開通損耗大大減少，具有可靠性和效率均高的優點。分析了方案的工作原理以及實現ZVS的條件。同時指出方案存在的問題和解決辦法。研制的工作頻率50kHz，1000VA的逆變器證明方案的可行性。

關鍵詞：高頻" title="高頻">高頻脈寬調制" title="調制">調制；軟開關；逆變器；零電壓開關

　1  引言

    由于對逆變器高頻化的追求，硬開關所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關斷問題;硬開關電路的EMI問題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關帶來的各種問題。軟開關技術是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態值，開通損耗近似為零。因功率管開通前電壓已下降到零，其結電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同時也意味著二極管已經截止，其反向恢復過程結束，因此二極管的反向恢復問題亦不復存在。最理想的軟關斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態值，所以關斷損耗近似為零。由于功率管關斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零，所以感性關斷問題得以解決。

    基于此，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關技術，如圖1所示。其出發點是在盡量不改變硬開關拓撲結構，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現有電路元器件及功率管的寄生參數，為逆變橋主功率管創造ZVS軟開關條件，最大限度地實現ZVS，從而達到減少損耗，降低EMI，提高可靠性的目的。

圖1  HPWM控制方式

2  HPWM控制方式下實現ZVS的工作原理

    考慮到MOS管輸出結電容值的離散性及非線性，每只MOS管并聯一小電容，吸收其結電容在內等效為C₁－C₄，且C₁=C₂=C₃=C₄=C_eff；D₁－D₄為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關方式在整個輸出電壓的一個周期內共有12種開關狀態。基于正負半周兩個橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關周期內的電路的主要波形，此時S₄常通，S₂關斷。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率，在一個開關周期T_s內近似認為輸出電壓U_o保持不變，電感電流的相鄰開關周期的瞬時極值不變。

(a)模式A                    (b)模式A₁                              (c)模式B

(d)模式                 B₁(e)模式C                              (f)模式C₁

圖2  HPWM軟開關方式工作狀態及電路模式 

圖3  ZVS方式主要波形

    1）模式A[t₀，t₁]    S₁和S₄導通，電路為＋1態輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t₁時刻S₁關斷為止。電感電流：

      i_L(t)=（1）

    2）模式A₁[t₁，t₂]    在t₁時刻，S₁關斷，電感電流從S₁中轉移到C₁和C₃支路，給C₁充電，同時C₃放電。由于C₁、C₃的存在，S₁為零電壓關斷。在此很短的時間內，可以認為電感電流近似不變，為一恒流源，則C₁兩端電壓線性上升，C₃兩端電壓線性下降。t₂時刻，C₃電壓下降到零，S₃的體二極管D₃自然導通，結束電路模式A₁。

       I₁=i_L(t₁)（2）

       u_c1(t)=t₂（3）

       u_c3(t)=U_d－t（4）

    3）模式B[t₂，t₃]    D₃導通后，開通S₃，所以S₃為零電壓開通。電流由D₃向S₃轉移，此時S₃工作于同步整流狀態，電流基本上由S₃流過，電路處于零態續流狀態，電感電流線性減小，直到t₃時刻，減小到零。此期間要保證S₃實現ZVS，則S₁關斷和S₃開通之間需要死區時間t_dead1。

      i_L(t)=I₁－t（5）

        t_dead1>（6）

    4）模式B₁[t₃，t₄]    此時加在濾波電感L_f上的電壓為－U_o，則其電流開始由零向負向增加，電路處于零態儲能狀態，S₃中的電流也相應由零正向增加，到t₄時刻S₃關斷，結束該模式。電感電流：

     i_L(t)=－t（7）

     5）模式C[t₄，t₅]    與模式A₁近似，S₃關斷，C₃充電，C₁放電，同理S₃為零電壓關斷。

      －I₀=i_L(t₄)（8）

      u_c3(t)=t（9）

      u_c1(t)=U_d－t（10）

t₅時刻，C₁的電壓降到零，其體二極管D₁自然導通，進入下一電路模式。

    6）模式C₁[t₅，t₆]    D₁導通后，開通S₁，則S₁為零電壓開通。電流由D₁向S₁轉移，S₁工作于同步整流狀態，電路處于＋1態回饋模式，電感電流負向減小，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關周期。此期間電感電流：

     i_L(t)=－I₀＋（11）

    同理，要保證S₁零電壓開通，則S₃關斷和S₁開通之間需要死區時間t_dead2，類似式(6)，有

       t_dead2>（12）

    多數情況下，有I₁>I₀，因而一般需t_dead2>t_dead1。

3  ZVS實現的條件及范圍

    從以上的工作模式分析可知，由于電容C₁及C₃的存在，S₁及S₃容易實現ZVS關斷；要實現功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯電容上所儲存的電荷，即

L_fi_L²>C_effU_d²＋C_effU_d²=C_effU_d²（13）

    在上面的分析中，下管總是容易實現ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現零電壓開通；對于上管來說，則必須在零態續流模式中電感電流瞬時值由正變負，達到一定負向值，才能保證在下管關斷時該電流可以使上管等效并聯電容放電，從而實現其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中，電感電流與輸出電壓同向，即u_o>0，i_L>0的情況；當二者反向即i_L<0時，則上下管的情況正好互換，上管容易實現ZVS開通，而下管實現ZVS的條件則同樣在零態續流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負半周，上下管實現ZVS的情況與正半周相同。

    濾波電感的取值直接影響ZVS實現的范圍，也影響到電路的效率。考慮到輸出電壓半個周期內電路可以等效為一Buck變換器，由此得濾波電感的最大值需滿足L_fmax≤。電感值大，電感電流瞬時值變化范圍小，ZVS實現的范圍減小，也就是說在較大負載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實現ZVS開通，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小，其電流瞬時值脈動變大，則ZVS實現的范圍加大，開通損耗可以減小，但此時由于整個輸出周期內電感上的瞬時電流的高頻脈動很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實現的范圍及電路的效率之間需根據具體情況適當折衷。

    在實際應用中須做以下說明。

    1）如考慮逆變器負載功率因數較大的情況，則u_o，i_L在整個周期大部分時間內為同向，即有t_dead2>t_dead1成立。為充分保證上管軟開關的實現，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施，如采用電阻二極管網絡，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區時間。

    2）由上述可知，由于要保證ZVS的實現，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。

    3）同理，由于ZVS實現的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合，而應用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯。

4  實驗波形和結語

    圖4是上下功率管在實現ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形。由圖4可以看出，上下管均很好地實現了零電壓開關。

(a)上管

(b)下管 

圖4  逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線） 

    圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流。空載時由于電感上的電流在半 個 周 期 內 均 可 以 過 零 ， 因 而 此 時 功 率 管 可 以 較 好 地 實 現 軟 開 關 ； 而 滿 載 時 電 感 電 流 瞬 時 值 過 零 的 范 圍 明 顯 減 少 ， 此 時 上?很 難 實 現 軟 開 通 。 要 進 一 步 確 定 電 感 取 值 與 負 載 、 ZVS實 現 的 范 圍 以 及 電 路 效 率 之 間 的 關 系 除 了 理 論 分 析 外 ， 也 還 需 要 進 行 大 量 的 實 驗 。 圖 7為 逆 變 器 的 效 率 曲 線 ， 阻 性 滿 載 的 輸 出 效 率 約 為 92％ 。

圖5  空載輸出電壓與電感電流

圖6  阻性滿載輸出電壓及電感電流

圖7  逆變器的效率