1 引言
本文提到的多路輸出軍用車載電源是一種輸入輸出均為低壓大電流的雙路DC/DC開關電源。輸入電壓9～15V，輸出電壓2路：一路24V；一路5V。24V輸出又同時供給三路負載；輸入電壓又直接供給兩路負載，如圖1所示。
圖1 電路框圖
考慮到輸出獨立保護的要求，本電源采用了兩路獨立的電路結構，24V輸出功率較大采用Forward，5V輸出功率較小采用Flyback。
下面就電路中一些特殊的設計做一些介紹。
2 散熱器設計
散熱方式是電源產品設計中首先需要考慮的部分，因為，它關系著電路設計中元器件的選取，PCB的設計等一系列問題。通常的電源產品都采用風扇冷卻，這樣可以達到比較好的散熱效果。
本文提到的軍用車載電源，由于長期工作在震動和沖擊的環境下，采用風扇冷卻會影響電源系統的可靠性，因此，采用自然冷卻的散熱結構。整個裝置的散熱器結構安排如圖2所示。功率半導體器件放在PCB板的背面并緊貼底板，直接通過底板散熱，底板采用厚鋁材料，整個裝置安裝在大鐵板上（裝甲車）。裝置的兩側用帶翼的散熱片，兼起支撐作用。這樣整個散熱器的安排不但能達到比較好的散熱效果，還可以充分利用PCB板的空間，一定程度上減少了整個裝置的體積。
圖2 散熱器結構
3 三重過流保護
由于是軍用車載電源，對裝置的穩定性和可靠性要求非常高，所以，采用了三重過流保護，即微秒級保護、毫秒級保護及秒級保護。
3.1 微秒級保護
微秒級保護是指電源出現輸出過流或者短路時，在一個開關周期內就能進行保護。因為，通常開關周期都是設計為微秒級，所以，稱此保護為微秒級保護。具體的實施方法如圖3所示，峰值電流控制信號連到PWM芯片L5991[1]的腳ISE，當腳ISE的電壓大于1V時，L5991輸出就為低電平，從而關斷開關管。此保護在每個開關周期進行判斷，因此，反應速度比較快，用以保護瞬間的過流。
圖3 電流峰值保護及恒流保護電路
3.2 毫秒級保護
毫秒級保護是指PI環的恒流保護，它的保護時間一般在幾十到幾百個開關周期，這里就稱它為毫秒級保護。由于取樣電流峰值保護是單周保護，穩定性不是很好，只能對過渡過程的過流進行有效的保護。因此，針對較長時間的短路或過流，在這里采用PI環的恒流保護還是很有必要的。圖3虛線框內為恒流保護電路，它利用峰值電流控制中的電流信號作為輸入信號，通過一個由D1，R1，C1組成的峰值保持電路和由運放組成的PI環節得到一個誤差信號，在變換器的輸出電流超過限定值的時候，該誤差信號就會控制PWM芯片的占空比，從而使輸出電流保持在限定值。由于D2存在，當輸出電流低于限流值時，該部分電路對占空比的控制不起作用。
3.3 秒級保護
秒級保護是指電路中的自恢復保險絲保護（自恢復保險絲的保護時間在幾秒以上），如圖1所示。當電路處于上述的恒流保護，如果時間過長會使裝置過熱，若按照過流保護來做熱設計會增加裝置的成本。因此，對于長時間(幾秒以上)的短路或過流，需要用保險絲進行保護。本裝置中采用的是自恢復保險絲，當負載恢復正常時，自恢復保險絲也能恢復到正常導通狀態。采用自恢復保險絲的另外一個原因是裝置要求的每路負載獨立保護，當一路過流保護時，該路的自恢復保險絲斷開，其他幾路還能正常工作。5V那一路沒加自恢復保險絲是考慮到它本身就只有一路負載，可以通過微秒級和毫秒級實現保護，另外由于5V輸出電壓比較小，加上自恢復保險絲會影響其輸出調整率。
4 RCD/RC雙重吸收
反激變換器由于變壓器漏感的存在，當開關管關斷時，開關管的D－S兩端會產生比較高的電壓尖峰。這個電壓尖峰增大了開關管的電壓應力，同時又會產生電磁干擾，因此，必須采用吸收電路加以抑制。RCD吸收電路由于簡潔且易實現，在小功率場合是比較常用的。RCD吸收反激變換器如圖4所示。從圖6中可以看到，加RCD吸收電路以后，開關管D－S兩端的電壓尖峰大大地減少了，但是，同時也產生了新的更高頻率的振蕩，究其原因是變壓器原邊漏感與二極管的結電容諧振引起的。從電磁兼容考慮該振蕩必須加以抑制。改變R，C，D的參數對新的振蕩的影響并不大，因此，需要附加其它電路來抑制，在開關管D－S兩端加上RC吸收電路在實驗中取得了比較理想的效果。圖5即為RCD/RC雙重吸收電路，圖7所示的是RCD吸收反激變換器和RCD/RC雙重吸收反激變換器開關管Vds的實驗波形。
圖4 RCD吸收電路
圖 5RCD/RC雙重吸收電路
(a) Without snubber (b) RCD snubber
圖6 加RCD吸收電路前后vds的實驗波形
(a) RCD snubber (b)RCD/RC snubber
圖7 加RCD吸收電路及RCD/RC雙重吸收電路后vds的實驗波形
5 諧振RCD復位
正激變換器有很多種復位方式：諧振復位；第三繞組復位；RCD復位；有源鉗位等。這里介紹一種低成本折衷的方案：諧振RCD復位。
如圖8(a)所示，諧振復位正激變換器是在主開關S上并聯了一只電容C，通過電容C和變壓器激磁電感Lm諧振產生一個正弦波對變壓器復位。圖8(b)是諧振復位正激變換器的主要工作波形，其中VT是變壓器上的電壓，iLm是變壓器的激磁電流。這些波形考慮到變壓器漏感的存在，并且是在重載下的波形。若不考慮漏感或是負載電流為零的情況下，諧振復位電壓應該是一個正弦波。開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，那是由于漏感Ls中貯存的能量向諧振電容C轉移而引起的，即為變壓器漏感和電容C的諧振。該諧振周期要遠小于激磁電感和電容C的諧振周期。
(a) 諧振復位正激變換器
(b) 諧振復位正激變換器工作波形
圖8 諧振復位正激變換電路及工作波形
圖9(a)所示的是RCD復位正激變換器，即在變壓器上并聯了一個由二極管D，電容C，電阻R組成的環節，在開關S關斷時由激磁電感和漏感的感應電勢使二極管D導通，由電容C上的電壓對變壓器復位。圖9(b)是RCD復位正激變換器的主要工作波形。電容C兩端電壓在一個開關周期內近似為直流電壓，則RCD復位電壓是一個方波。同樣在開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，是由變壓器漏感與開關管結電容諧振引起的。
(a) RCD復位正激變換器
(b) RCD復位正激變換器工作波形
圖9 RCD復位正激變換器電路及工作波形
諧振復位和RCD復位都有其各自的優缺點，而且，兩種復位方式的優缺點基本上是互補的。
1）根據伏秒平衡原理，VT一個周期內平均值要等于零。諧振復位的復位電壓是正弦波，因此復位電壓的平臺相對比較高，即開關管S的VDS電壓平臺比較高，而RCD復位的復位電壓是方波，所以復位電壓的平臺相對比較低，也即開關管S的VDS電壓平臺比較低。
2）諧振復位正激變換器變壓器上的電壓尖峰（最終反映到vDS的電壓尖峰）是由變壓器漏感LS與電容C諧振造成的，而RCD復位正激變換器變壓器上的電壓尖峰是由變壓器漏感LS與開關管S的結電容諧振造成的。由于電容C的容量遠遠大于開關管S的結電容，諧振復位電壓尖峰的諧振周期要遠大于RCD復位電壓尖峰的諧振周期，因此，在變壓器漏感LS上的負載電流能量一定的情況下，諧振復位的電壓尖峰幅度要比RCD復位的電壓尖峰幅度低得多。從另一個角度理解，可以認為諧振復位正激變換器在開關管D－S間并聯的電容C起到了吸收電壓尖峰的作用。
3）RCD復位正激變換器的激磁能量和漏感能量全部消耗在電阻R上，而諧振復位正激變換器的激磁能量和漏感能量基本上沒有消耗，見圖8(b)。但是由于諧振復位正激變換器在開關導通之前，電容C兩端的電壓為Vin，因此有
CVin2的能量消耗在開關管開通過程中。
4）從圖8(b)及圖9(b)iLm波形可以看到，諧振復位正激變換器變壓器磁偏比較小，而RCD復位正激變換器變壓器磁偏較大。
以上分析可以得知，兩種復位方式的正激變換器都有各自的優點，但缺點也比較明顯，在某些時候設計起來有較大的瓶頸。這就不難想到將兩種復位方式結合起來，來軟化它們各自的缺點，同時還能帶來新的優點，即諧振RCD復位正激變換器。
圖10(a)所示的即為諧振RCD復位正激變換器，可以看到在線路上它就是諧振復位正激變換器和RCD復位正激變換器的結合。圖10(b)是諧振RCD復位正激變換器的主要工作波形。諧振RCD復位正激變換器在一個周期內可以分為5個階段。
(a) 諧振RCD復位正激變換器
(b) 諧振復位RCD正激變換器工作波形
圖10 諧振RCD復位正激變換器電路及工作波形
（1）階段1〔t0～t1〕 t0時刻主開關S開通，變壓器上承受輸入電壓，激磁電流線形上升。副邊二極管DR1導通。
（2）階段2〔t1～t2〕 t1時刻S關斷，首先發生的是諧振復位，漏感上的貯存能量向電容C2轉移，產生一個電壓尖峰（這是漏感和電容C2的諧振）。然后激磁電感和漏感加在一起和電容C2諧振。因變壓器上電壓為下正上負，所以副邊整流二極管DR1截止，續流二極管DR2導通。
（3）階段3〔t2～t3〕 當復位電壓諧振到超過C1上的電壓，二極管D就導通，激磁電流流向電容C1。成為RCD復位的狀態。此時激磁電流線性下降。這也保證了復位電壓不會過高，從而使得開關管的電壓應力得到控制。當激磁電流下降到零，該狀態結束。
（4）階段4〔t3～t4〕 激磁電流下降到零之后，二極管D就截止。但是，C2上的能量又會回饋給激磁電感，也就是說，此時是C2和激磁電感發生諧振。C2上電壓下降，激磁電流反向增加。直到C2上電壓下降到與輸入電壓相等，也就是變壓器上電壓下降到零，該狀態結束。
（5）階段5〔t4～t5〕 變壓器上電壓只要出現一個微小的上正下負的值，副邊二極管DR1就導通，激磁電流流過DR1。但是該電流不足以提供負載電流，所以，續流管DR2也繼續保持導通，提供不足部分的負載電流。同時DR1和DR2共同導通也保證了變壓器上電壓為零，激磁電流保持不變。該狀態一直保持到開關管S的再次導通。
諧振RCD復位正激變換器諧振電容C2的取值應該小于諧振復位正激變換器的諧振電容C，這樣在諧振復位階段（階段2和階段4）復位電壓的上升和下降比較快，所以在同是t2時間內完成復位的情況下，諧振RCD復位正激變換器的平臺電壓要比諧振復位低，接近RCD復位正激變換器的平臺電壓。由于C2小于C，但比開關管的結電容還是大很多，因此諧振RCD復位正激變換器變壓器的電壓尖峰比諧振復位的略大，而比RCD復位的小很多。從以上分析得到，諧振RCD復位正激變換器變壓器的電壓平臺及尖峰都較低，因此，開關應力較低。而在激磁能量損耗（有部分的激磁能量回饋），開關損耗（C2<C），變壓器磁偏（見各種復位方式的激磁電流波形）方面，諧振RCD復位正激變換器是諧振復位正激變換器和RCD復位正激變換器的折衷。
6 飽和電感的應用
由于該電源裝置是低壓大電流輸入和輸出，所以，二極管上的反向恢復問題相當嚴重，尤其是正激變換器的續流二極管DR2。圖11(a)是正激變換器的DR2上的電壓波形，可以看到有很高的電壓尖峰。這不僅增加了損耗，抬高了所需器件的額定電壓值，而且對于電磁兼容也是非常不利的。采用飽和電感和二極管串聯，如圖11(b)所示，可以大大削弱二極管的反向恢復，同時又不會增加很多損耗。加了飽和電感后，二極管DR2上電壓波形如圖11(b)所示。可以看到加了飽和電感后，DR2上的電壓尖峰從將近160V降到了80V。
(a) 不加飽和電感 (b) 加飽和電感
圖11 加飽和電感前后DR2兩端的電壓波形
7 結語
本文闡述了要求非常高的軍用車載電源的設計及實驗過程中的一些特殊問題的解決措施，也提出了一些新穎的觀點。這些觀點對以后的開關電源設計有一定的借鑒作用。