峰值電流模式控制簡稱電流模式控制。它的概念在60年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源" title="開關電源">開關電源。在70年代后期才從學術上作深入地建模研究 。直至80年代初期，第一批電流模式控制PWM" title="PWM">PWM集成電路（UC3842、UC3846）的出現使得電流模式控制迅速推廣應用，主要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰。如圖1所示，誤差電壓信號 Ue 送至PWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號UΣ比較，然后得到PWM脈沖關斷時刻。因此(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。
1. 峰值電流模式控制PWM的優點:
①暫態閉環響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態響應均快；峰值電流模式控制PWM是雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。電流內環是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內環控制的電流源，而電壓外環控制此功率級電流源。在該雙環控制中，電流內環只負責輸出電感的動態變化，因而電壓外環僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。
②雖然電源的L－C濾波電路為二階電路，但增加了電流內環控制后，只有當誤差電壓發生變化時，才會導致電感電流發生變化。即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進而決定功率開關的占空比。因此，可看作是一個電流源，電感電流與負載電流之間有了一定的約束關系，使電感電流不再是獨立變量，整個反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環補償網絡得以簡化，穩定度得以提高并且改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。在小信號分析時，這種電路可以忽略電感的存在。因此，在整流器的輸出端，增益和相移是由并聯的輸出電容和負載電阻確定的。這樣，電路最多只有900相移和20分貝/十倍頻而非40分貝/十倍頻的增益衰減。
③輸入電壓的調整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相妣美；
④簡單自動的磁通平衡功能；
⑤瞬時峰值電流限流功能 ，即內在固有的逐個脈沖限流功能；
⑥自動均流并聯功能。
2峰值電流型控制存在的問題
下面主要討論峰值電流型控制存在的問題及利用斜坡補償克服所存在問題的方法，并給出斜坡補償的實施方案。
2.1開環不穩定性
在不考慮外環電壓環的情況下，當恒頻電流型變換器的占空比大于50％時，就存在內環電流環工作不穩定的問題。然而有些變換器（如雙管正激變換器）它本身工作的脈沖占空比就不能大于50％，因此不存在問題。而有些變換器的脈沖占空比不大于50％時，它的輸入將會受到許多限制，如果在內環加一個斜坡補償信號，則變換器可以在任何脈沖占空比情況下正常工作。下面介紹斜坡補償工作原理。
圖2表示了由誤差電壓Ve控制的電流型變換器的波形，通過一個攏動電流△I加至電感電流IL，當占空比<0.5時，從圖2(a)所示可以看出這個攏動ΔI將隨時間的變化而減小；但當占空比>0.5時，這個攏動將隨時間增加而增加，如圖2（b）所示。這可用數學表達式表示：
ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)
進一步可引入斜率為m的斜坡信號，如圖2（c）所示。這個斜坡電壓既可加至電流波形上，也可以從誤差電壓中減去。
(a) D<0.5 (b)D>0.5 (c)D>0.5并加斜坡補償
由 幾 何 關 系 可 知
10mabmabceaci•+•−=+=Δ
mabmabbdbfi•+•−=−=Δ21
式 中 ： m為 補 償 信 號 上 升 斜 率 ；
m1為 電 感 檢 測 電 流 上 升 率 ； m2為 電 感 檢 測 電 流 下 降 率 。 所 以 ， 經 過 一 個 開 關 周 期 后 ， 輸 出 電 感 中 電 流 的 變 化 為:ΔI1=ΔI0（m-m2）/(m1-m)
（2） 要 系 統 穩 定 ， 偏 移 電 流 量 必 須 趨 近 于 零 ， 即 
故 系 統 穩 定 的 充 要 條 件 是
因 為 在 穩 定 條 件 下 ， D· m1=-(1－ D)m2， 消 去 m1， 整 理 后 ， 峰 值 電 流 控 制 系 統 穩 定 充 要 條 件 為 
由 式 （ 3） 可 知 ， 當 沒 有 斜 率 補 償 時 ， 即 m=0， 必 須 要 求 占 空 比 D < 0.5， 這 就 是 理 論 上 不 加 補 償 時 ， 占 空 比 D>0.5時 系 統 將 不 穩 定 ；
在100％占空比下求解這個方程（3）有：
m>(－1/2)/m2（4）
為了保證電流環路穩定工作，應使斜坡補償信號的斜率大于電流波形下降斜率m2的1/2。對圖1所示的Buck型變換器，m2等于(VO/L)RS。所以補償波形的幅度A應按下式計算：
A>T*RS(VO/L) （5）
從而保證變換器的占空比大于50％時變換器能穩定工作。在 控 制 工 程 實 際 中 ， 補 償 斜 率 m一 般 取 為 m=(0.7～ 0.8)m2， 這 樣 既 保 證 了 系 統 符 合 穩 定 條 件 ， 又 保 證 了 系 統 動 態 指 標 。
2.2次諧波振蕩
對電流型控制而言,內環電流環峰值增益是個很重要的問題，這個峰值增益在開環頻率一半的地方，由于調制器的相移可能在電壓反饋環開關頻率一半的地方產生振蕩,這種不穩定性叫做次諧波振蕩
2.3 峰值電流檢測與平均電流檢測
在電流型變換器中由平均電感電流產生一個誤差電壓,這個平均電感電流可用一個電流源來代替,并可以降低系統的一個階次。減小峰值電感電流與平均電流的誤差電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電流(流過功率開關或電感上)在實際電路中容易進行采樣，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，電感電流與輸出平均電流之間存在一定的誤差，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流可以對應不同的平均電感電流，如圖4所示。
而平均電感電流是唯一決定輸出電壓大小的因素。與消除次諧波振蕩的方法類似，利用斜波補償可以去除不同占空比對平均電感電流大小的影響，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流，如圖5所示。 在數學上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成波形信號UΣ要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加補償斜坡信號的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會轉化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號，見圖1所示。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變為電壓模式控制。當處于空載狀態，輸出電流為零并且斜坡補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變為電壓模式控制了。
2.4 小紋波電流
從性能的角度總希望紋波電流要小，首先它可以使輸出濾波電容的容量減小，并在輕載時的電流連續工作模式下輸出紋波小。雖然對電流檢測電路的小斜坡補償量，在許多情況下可以得到小的紋波電流，但將由于隨機和同步噪聲信號的引入而致使脈沖寬度擺動。并且斜坡補償加到電流波形上將會產生一個更穩定的開關點，為達到這個目的，相對于電感電流這個補償量m應大于m2，并且這對次諧波穩定是有必要的。但任何斜坡補償大于m=－(1/2)m2將使變換器的特性偏離理想電流型變換器而更像一個電壓型變換器。
2.5 電流型控制不大適合于半橋型開關電源。
這是因為在半橋式電路中，通過橋臂2只電容的放電維持變壓器初級繞組的伏－秒平衡；當電流型控制通過改變占空比而糾正伏－秒不平衡時，會導致這2只電容放電不平衡，使電容分壓偏離中心點，然而電流型控制在此情況下試圖進一步改變占空比，使電容分壓更加偏離中心點，形成惡性循環。
3 電流型控制的斜波補償實例
3.1 3842補償實例
美國UNITRODE公司生產的電流型PWM控制芯片UC1842/43，具有外電路簡單，成本較低等優點。關于它的電性能與典型應用這里不再贅述，只簡單介紹一下進行斜波補償的方法。圖6說明了UC1842/43的2種斜波補償方法：
第一種如圖6（a）所示，從斜波端（即腳4振蕩器輸出端）接一個電阻R1至誤差放大器反相輸入端（腳2），于是誤差放大器輸出呈斜波狀，再與采樣電流比較。第二種方法如圖6(b)所示，它從斜波端（腳4）接一電阻R2至電流采樣比較器正端（腳3），這時將在Rs上的感應電壓上增加斜波的斜率，再與平滑的誤差電壓進行比較。用這2種方法，均能有效地改善電源的噪聲特性。
3.2 UC1846的斜坡補償
UC1846是一種采用斜坡補償的電流型集成控制芯片，它具有恒頻PWM電流型控制所需的控制電路和相關電路。圖7（a）和圖7（b）表示采用UC1846實施斜坡補償的兩種電路原理圖。在第4腳的電流檢測信號和斜坡補償信號直接相加很容易實現，但這又在電流檢測電路中引入了誤差。另一種方法就是把這個斜坡補償加至誤差放大器的反相輸入端,采用這種方法的前提條件是:
圖7 UC1846采用不同斜坡補償方法的電路原理圖
（b）斜坡補償信號直接和誤差信號相加
——開關頻率固定(這種情況下R1/R2固定)，并且誤差放大器增益固定；
——計算所需斜坡補償量時要把電壓誤差放大器,電流誤差放大器的增益都考慮進去。在任何一種情況下,一旦R2的值確定后,負載對CT的影響也可以確定。