1.引言

開關 電 源 是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管的導通和關斷的時間比率，維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源，它和線性電源相比，具有效率高、功率密度高、可以實現(xiàn)和輸人電網(wǎng)的電氣隔離等優(yōu)點，被譽為離效節(jié)能電源M目前開關電源已經(jīng)應用到了各個領域，尤其在大功率應用的場合，開關電源具有明顯的優(yōu)勢。

開關 電 源 一般由脈沖寬度控制(PWM)IC、功率開關管、整流二極管和LC濾波電路構(gòu)成。在中小功率開關電源中，功率開關管可以集成在PWM控制IC內(nèi)。開關電源按反饋方式分為電壓模式和電流模式。電流模式開關電源因其突出的優(yōu)點而得到了快速的發(fā)展和廣泛的應用。但是電流模式的結(jié)構(gòu)決定了它存在兩個缺點:恒定峰值電流而非恒定平均電流引起的系統(tǒng)開環(huán)不穩(wěn)定:占空比大于50%時系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定[21

本文 旨 在 從原理上分析傳統(tǒng)電流模式的缺陷及改進方案，之后分析一個實用的斜坡補償電路2.電流模式的原理分析開關 電 源 可以有很多種結(jié)構(gòu)，但原理基本相似。圖1是電流模式降壓斬波fg(Buck)開關電源的原理圖。它和電壓模式的主要區(qū)別是增加了電流采樣電阻R3和電流放大器IA. R3的阻值一般很小，以避免大的功耗。功率管Ql在每個周期開始的時候開啟并維持一段時間Ton，通過濾波電感Lo對濾波電容C。充電、同時向負載提供電流，此時Lo上電流隨時間的變化率為

電感電流到達一定值后功率管關斷，二極管D1起續(xù)流和鉗位作用。設DI的導通壓降為VZ，則此時

RI和R2分壓后和V., 比較并放大，變?yōu)樾盘朧EA:同時R3兩端的壓降經(jīng)IA放大后變?yōu)樾盘朧t,,，當V,高于VPA時，相關控制電路將控制功率管關斷，從而達到調(diào)節(jié)占空比的目的。通過實時地調(diào)節(jié)占空比，輸出電壓可以穩(wěn)定在一個預先設定的值。上述工作過程的波形如圖2,實線表示連續(xù)工作模式，虛線表示不連續(xù)工作模式，其中Clock表示時鐘信號，V、表示EA的輸出，V,表示IA的輸出，IQ1是功率管的電流，ID，是二極管電流

電流 模 式 由于采用了電壓一電流雙環(huán)控制顯著改善了開關電源的性能，主要表現(xiàn)在:

① 根 本 消除了Push-pull開關電源存在的磁通量失恒問題磁通量失恒會減弱電感的承壓能力，導致功率管電流不斷增大并最終燒毀。電流模式在每個周期都限定功率管峰值電流，能徹底杜絕磁通量失恒121.

② 電 壓調(diào)整率顯著減小。當輸人電壓波動時圖1中的電流檢測電阻R3會立即檢測到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定

③ 簡化 了反饋電路的設計LC濾波電路在頻率達到共鳴頻率f=月二扛萬后，相移會接近最大值，80',輸人到輸出的增益會隨著頻率的升高而迅速減小，這就增加了開關電源反饋電路設計的復雜程度在電流模式中，濾波電感的小信號阻抗幾乎為零，這樣就只能產(chǎn)生最大90,相移，增益隨頻率升高而下降的速度也減小為實際LC濾波電路的一半。因此反饋電路的設計可以大幅簡化rn

④ 改 善 了負載調(diào)整率。在電流模式中，誤差放大器的帶寬更大，因而負載調(diào)整率更好。

3.電流模式的缺點

3.1恒定峰值電流引起的電感平均電流不恒定。

電流 模 式 的實質(zhì)是使電感平均電流跟隨誤差放大器輸出電壓VE,設定的值，即可用一個恒流源來代替電感，使整個系統(tǒng)由二階降為一階(3]。但在常用的峰值電流模式中，不同的占空比會導致不同的電感平均電流。這可以由平均電流的計算式看出:

其中 1, 是 峰值電流，dl是峰值電流和最小值的差值，T是時鐘周期，t-和t.re分別為功率管開啟時間和關斷時間

如圖 3所 示，當由于某種原因使輸人電壓從Vim,變化到Vdoz，電感電流的上升沿斜率將會變化(V&,-V&I)/玖〕而下降沿斜率不變.占空比將從Dl變?yōu)镈2，電感電流的平均值從1.,I變化到Io,1，這往往會導致輸出電壓在一段時間內(nèi)振蕩12

3.2 電感擾動電流引起的輸出振蕩

在輸 人 電 壓不變的條件下，當由于某種外部原因使電感上的電流在一個下降沿結(jié)束時發(fā)生小的擾動AI，因為電流的上升沿和下降沿的斜率以及峰值電流都不變，所以在下一個周期結(jié)束后，這個擾動電流將被放大為

其中 d c為 發(fā)生擾動后導通時間的變化值，m，和m,分別為上升斜率和下降斜率。從( 2)式 可 以看出，當占空比小于50%時，M2 配'

于50%時，m,>m，6I'>dI，即一個周期后擾動電流增強，如圖4所示。這同樣也會引起輸出電壓在一段時間內(nèi)的振蕩

4.斜坡補償?shù)脑矸治?/p>

前面 分 析 的兩個不穩(wěn)定情況實際上都是因為占空比改變引起了電感平均電流的變化，最終導致輸出電壓在一段時間內(nèi)振蕩，尤其當占空比大于50%時更加嚴重。如果能使系統(tǒng)在占空比足夠大的時候才發(fā)生上述不穩(wěn)定現(xiàn)象，就相當于解決了這兩個問題。設 圖 1中 電阻R3上的壓降為Vs，可以嘗試在Vs上疊加一個斜率為m，且在時鐘周期起點處等于零的電壓，則經(jīng)IA放大后相當于在信號VIA上疊加了一個斜率為Avm的電壓再設電感上有擾動電流丸，經(jīng)IA放大為Av斑由圖5可以證明經(jīng)過一個周期后這個擾動電流的值變?yōu)?/p>

4.實際的斜坡補償電路分析

在電 流 模 式PWM IC內(nèi)部集成斜坡補償電路要比理論分析復雜得多，因為在不同應用情況下，(5)式中的m2和D也會不同，所以很難對所有可能的情況作最好的補償。由( 5)式 可 以看出，開關電源穩(wěn)定工作時占空比D和電感電流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡補償?shù)牧恳簿驮酱蟆Ｔ谶B續(xù)工作模式中，D和m2都是由電路結(jié)構(gòu)決定的。而在不連續(xù)工作模式中，D是隨負載變化的量，m2是
由電路結(jié)構(gòu)決定的。根據(jù)這個原理可以設計一個補償量隨占空比增大而增大，并且能夠適合一定范圍的m的斜坡補償電路，如圖6。其中V二是較穩(wěn)定的電壓，約為2.3V,V05C是PWM內(nèi)部振蕩器輸出的鋸齒波，最小值和最大值分別為。.6V和1.7V, V-是功率管的柵極控制信號，I是斜坡補償電流，輸出到電流采樣電阻(如圖1中的R3)的正端，從而在采樣電阻上疊加了一個電壓降，達到斜坡補
償?shù)哪康你Q 位二 極 管DI、D2，分壓電阻網(wǎng)絡RI,R 2.R 3和R4共同決定了QS, Q6和、Q7的開啟點當一個時鐘周期開始時，V*由低變高，Ql管導通，同時VOSC從最小值開始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后開啟，這四個晶體管集電極電流的總和被由Q2, Q3, R9. R10構(gòu)成的比例電流鏡鏡像后輸出到I.,設 NP N晶 體管的開啟閡值為VTn,D l和D2的正向?qū)▔航刀紴閂I), Ql的C-E結(jié)壓降近似為零，則通過兩個二極管的電流為

因此Q4, Q5. Q6. Q7的開啟點分別為

Q2 go的集電極電流為上述四個晶體管的集電極電流總和：

因為 Q 4 ,Q 5,Q 6和Q7是先后開啟的，所以補償電流在時間軸上的斜率dl_}dt將隨著V05C的增大而增大，即斜坡補償?shù)牧侩S占空比增大而增大功率 管 的 導通時間結(jié)束時，V，由高變低，Ql關斷，1.1隨即降為零(51。這樣可以減少不必要的系統(tǒng)功耗。考慮 不 同 應用情況下m:的變化范圍，計算(5)式就可以確定m隨D變化的曲線，再根據(jù)電流放大器IA的增益和振蕩器鋸齒波斜率計算可得各元件的尺寸。圖 7 是 在選取了元件尺寸后計算機仿真波形。

其中Vosc是理想化的鋸齒波to二是輸出的補償電流，如·乓、、Imo, IQ分別Q4, Q5, Q6和Q7的漏極電流可以看到，為了在占空比小于50%的時候系統(tǒng)更加穩(wěn)定，Q4在每個周期開始時就已經(jīng)開啟，但是電流的斜率較小。隨著Vosc以恒定的斜率上升，將先后在t1, t2, t3時達到Q5, Q6和07的開啟點。設Q4, Q5, Q6, Q7開啟后的電流斜率分別為m4, m5, m6和m7, A3R9

設電流采樣電阻的阻值為RS，那么疊加在該電阻上壓降的斜率為：

4.結(jié)論

本文 分 析 了傳統(tǒng)電流模式開關電源的工作原理及其優(yōu)劣，從原理上解釋了電流模式在占空比大于50%后輸出不穩(wěn)定的問題和解決的方法。在此基礎上本文分析了一個實用的斜坡補償電路結(jié)構(gòu)并詳細分析了其工作過程。通過HSPICE的仿真分析，得到了預期的結(jié)果，證明了該電路的可行性。