??? 摘 要： 介紹了一種低成本應用于音頻D類放大器，無需外接濾波器，放大器采用全差分電路，利用脈寬調制方法去除了輸出濾波器，電路可以工作在2.5V～5V電源電壓下，電路采用6V CSMC 0.5μm DPTM工藝，利用MATLAB和Hspice工具仿真，放大器接8Ω的負載，電源電壓為3.6V，在高保真音頻范圍內(20Hz～20kHz)，轉換效率可以達到88％，連續平均功率0.1W時，其THD+N小于0.06%。
??? 關鍵詞： D類放大器；無濾波；THD；反饋環路
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??? 在音頻功率放大電路的設計中，D類放大器因其轉換效率較高越來越受到歡迎。線性放大器理論輸出最大效率為78.5％，實際使用的效率則在30％，而D類放大器理論上的效率為100％，實際使用效率超過70％。特別是對于高功率放大器設計，效率越高，系統產生的熱量也就越少，故可以簡化系統的熱設計。而對于小功率消費類電子，效率越高則意味著系統的使用壽命越長。
??? D類放大器為了能和線性放大器競爭，必須要求低的THD。一般來講，在D類放大器中，影響THD值的主要原因為三角波的非線性以及開關器件引入的電源和地噪聲。前一種采用中等頻率的三角波(250kHz～300kHz)，因為高的采樣頻率雖然有利于信噪比（SNR），但也會降低三角波的線性度，同時對電路的要求也更高；另外，為了克服電源引入的噪聲，可以使用負反饋環路來提高放大器的電源抑制比（PSRR），從而降低電源對信號的干擾。由于傳統的D類放大器的輸出級，為了降低采樣信號對有用信號的干擾，使用LC濾波器濾掉采樣信號，還原有用信號。為了使系統成本降低，以及減少外圍元件的數量，本文設計出了無外接濾波器的D類放大器。
??? 傳統PWM調制型D類放大器需要外接濾波器來重建信號和減少系統的電磁干擾（EMI），在參考文獻[1]中利用數字信號處理技術可以減輕對濾波器的需求。雙邊采樣PWM調制器或者“三態”PWM調制器可以不用外接濾波器，這樣既節省了系統成本，同時也減少了PCB面積，特別對便攜式設備顯得更加有優勢。因此，本文采用簡單的一階閉環結構，且使用“三態”調制，消除了對外接濾波器的需要。
1 無濾波D類放大器工作原理
??? 對D類放大器的設計，主要有兩種方式[2]：開環和閉環。開環方式是直接把輸入的音頻信號送到比較器中與三角波進行比較，輸出PWM波形，PWM波形驅動輸出開關級，見圖1。開環的方式能夠提供比較合適的特性，但對電源和襯底的噪聲抑制較差，結果會降低輸出音頻信號的質量。閉環結構利用負反饋來提高D類放大器的性能，反饋系統本身就能提高對電源和襯底噪聲的抑制，抑制能力一般隨環路濾波器的階數增加。
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??? 美國德州儀器提出了一種無需外接濾波器的調制方法[3]，這就使得高效率D類放大器全部集成在芯片上成為可能。用這種方法必須要求放大器是全差分，同時輸出結構必須是全橋輸出結構，全橋電路可以使用“三態”調制以減少差分EMI。在傳統的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態：輸出A高（1），輸出B低（0）；輸出A低（0），輸出B高（1）。但是，還存在另外兩個共模狀態，即兩個半橋輸出的極性相同（都為高（1）或都為低(0))。這兩個共模狀態之一可與差分狀態配合產生“三態”調制，LC濾波器的差分輸入可以為（1，0，－1）。零狀態可用于表示低功率水平，代替“兩態”方案中在正狀態和負狀態之間的開關。在零狀態期間，LC濾波器的差分動作非常小，雖然實際增加了共模EMI，但減少了差分EMI，差分優勢只適用于低功率水平，因為正狀態和負狀態仍必須用于對揚聲器提供大功率。
??? 如果D類放大器采用全差分電路結構，輸出端可以不接濾波器，或者說具有三個電平。這個三個電平是由兩個二進制信號（0和1）之差決定的，其輸出電平可能是（1，0，－1）。在“三態”調制中，信號中的無用能量減少，因此，重建信號所需要濾掉的總量將減少，而對于某些特定的負載（具有感性的揚聲器），本身就可以作為一個濾波元件。對于“二態”調制器，在揚聲器之前串聯一個LC濾波器，由于采用“三態”調制，對外接濾波器的要求更低，以至可以不用外接LC濾波器，見圖2，僅用具有感性的揚聲器作為濾波元件就足夠了。當然，全差分電路系統同樣可以提高CMRR性能。
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??? 根據以上分析，設計出了圖2所示的D類放大器結構。輸入信號與輸出端的反饋信號進行疊加，產生一誤差信號，通過模擬積分器后與三角波進行比較得到PWM波形，PWM波通過控制功率開關管驅動負載。由于輸出級是數字信號，因此反饋信號必須進行低通濾波后，與輸入信號疊加。反饋回路使用了二階低通濾波器。
2 電路實現
??? 在研究系統的穩定性之前，對電路的實現進行一些討論，這是因為系統的穩定性依賴一些寄生以及電路結構的選擇。
??? 圖3描述了D類放大器的電路實現，反饋環路由二階的低通濾波器組成。由于輸出信號是一高頻信號，二階低通濾波器將濾掉輸出端的載波信號，積分器由一階低通濾波器組成，對輸入信號與反饋信號求和后進行積分，積分器的輸出加到比較器的同相端，比較器的反相端加三角波，比較器的輸出控制功率開關管。
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????本電路中最重要的模塊是全差分運算放大器，其電路如圖4所示。其中偏置電路和共模反饋略去，由于輸入信號電平比較低，采用PMOS晶體管做輸入級，輸出要求幅度比較大，故第二級采用共源級來提高輸出端的幅度。PWM比較器采用Rail-to-Rail輸入比較器，這樣使輸入信號的共模范圍得到提高[2]。開關功率管的輸出驅動采用死區控制時間，以避免開關功率管同時導通，產生大的尖峰電流，損壞開關功率晶體管，同時也影響功率放大器的效率。
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3 穩定性分析
?????在比較器的輸出，“兩態”PWM信號的平均幅度可以表示成：
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k表示比較器的有效增益[4-5]，Vin和Vout分別是PWM比較器的輸入和輸出。當輸入信號的頻率比三角波信號頻率低得多時，這個表達式被用來驗證這個線性系統的穩定性[6]。一般來講，音頻信號的頻率范圍在20Hz~20kHz，三角波的頻率選擇在250kHz～300kHz范圍內。
??? 對于圖3所示的系統，可以得到其閉環傳輸函數為：
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其中：
定義為比較器的有效增益。可以看出整個環路的增益
整個系統是個三階系統，因此穩定性是至關重要的。為了使系統穩定，要求反饋回路的－3dB頻率點近似為三角波的采樣頻率，設計成300kHz，而模擬積分器的－3dB頻率小于采樣頻率的1/4[7]，設計成65kHz。
4 電路仿真與分析
??? 本文所設計的D類放大器，閉環幅頻響應如圖5所示，利用0.5μm CSMC DPTM CMOS工藝模型進行仿真分析，對于4Ω的負載，電源電壓3.6V最大輸出功率為1.3W，THD為10％；輸出功率為0.1W時，THD+N小于0.06％。如果電源電壓為5V，負載為8Ω輸入信號頻率為10kHz，輸出功率為1.3W，得到THD為0.13%，對輸出波形進行FFT分析，結果如圖6所示。
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??? 本文設計出了無外接濾波器的D類音頻功率放大器，從而減小了系統設計成本和外接元件，放大器采用全差分電路結構，同時，為了能夠抑制電源和襯底噪聲，系統引入負反饋，通過HSPICE仿真，電源電壓為3.6V時，放大器THD小于0.06％，PSRR大于60dB；輸出最大功率為1.3W，效率高于88％，適用于使用電池供電的便攜式設備產品。
參考文獻
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[2] BRETT F.A 700+-mW class d design with derect Battery hookup in a 90-nm process；IEEE J.of Solid-State?Circuits，2005，(9).
[3] CHEN，Wayne T，R Clif Jones.Concepts and design of?filterless Class-D audio amplifiers.Texas Instruments Technical Journal，2001，(4).
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[5] MIDDLEBROOK R.D，CUK S.A general unified approach to modeling switching converters power stages，in Proc.IEEE?Power Electron.Spec.Conf.，1976：18-34.
[6] ADDUCI P，Edoardo Botti，Enrico Dallago，,etc.，PWM Power Audio Amplifier With Voltage/Current Mixed Feedback for?High-Efficiency Spedkers，IEEE Transactions on industrial?Electronics，2007，(4).
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[8] MICHAEL S.Optimized Modulation Scheme Eliminates?Output Filter.AES Preprint#5196，109th，Convention，2000，(9)：22-25.