超外差發射接收機的主要優點是可在比較低的中頻頻段實現相對帶寬比較窄而矩形系數較高的中頻濾波器，此類中頻濾波器可以提高接收機的選擇性，而且可以從中頻級獲得較大的增益，從而降低射頻級實現高增益的難度。當射頻信號頻率上升到微波甚至毫米波時，即可采用二次變頻方法，以進一步降低濾波器的實現難度，保證接收機的選擇性。在該VHF發射接收機中，信號的頻率在160 MHz附近，而帶寬僅為15 kHz，這樣，為了實現信號的濾波，如果不采用二次變頻，則相應的濾波器設計將變得非常復雜。
但是，超外差式電路常常會出現鏡像頻率干擾。如果鏡像頻率位于輸入回路的通頻帶內，通過外差的變頻就會把鏡像信號以及附近的電臺信號搬移到中頻帶內，從而對接收信號形成干擾。為了抑制鏡像干擾，設計時可選161．975 MHz(261．975 MHz和100 MHz)的差頻作為CH8 7B信道發射信號的載波。同時選取162．025 MHz(262．025 MHz和100 MHz的差頻)作為CH88B信道發射信號的載波。本文的發射機電路就包含了幾乎所有射頻通信設備常用的電路和射頻通信系統解決方案，也可用來構建無線射頻監控系統。
1 發射機簡介
發射機的結構框圖如圖1所示。圖中，發射機的工作頻率為156．025～162．025 MHz。系統主要分為基帶調制、調制發射、鎖相等三部分。其中調制發射部分只有一個通道，可通行156．025～162．025 MHz信號，發射由單片機控制間斷發射，發射周期受時間、地點、通信距離等因素的影響，大概在3～10 s左右。根據接收要求，發射機采用TDMA方式，可在不同的時隙發射不同頻率的信號，通常切換發射信道的時間間隔小于25ms，具體規格見表1所列。
2 發射模塊的實現
2．1 頻偏控制電路
圖2所示是該發射機的頻偏控制和繼電器選擇電路。其中GMSK信號可分兩路經過運算放大器U13A和U13B，圖中的VR501～VR504為電位器，調節電位器可改變運放對GMSK的放大倍數，并可改變調制信號的幅度，從而改變VCO的調制頻偏的大小。經兩路運放的SWITCH1、SWITCH2信號可由單片機控制繼電器并選擇其中一路。
2．2 調頻壓控振蕩器設計
圖3所示是本系統的調頻壓控振蕩器電路。該VCO電路屬于直接調頻電路，MODULE(U32)為基帶的GMSK信號，該信號可控制變容二極管D1，以使D1的容值隨信號的幅度發生變化。因此，VCO的輸出頻率受基帶GMSK信號的控制，則VCO的頻率輸出端Fin(U32)的信號(2162．025MHz或261．975 MHz)包含基帶GMSK信號的信息，也就是說，該信號就是調頻信號?；鶐У腉MSK信號可控制D1，從而改變VCO的發射頻率的頻偏。VFDC(U32)是鎖相環的控制電壓輸入端，PLL通過該控制電壓可控制VCO，以使其工作在設定的中心頻率上。LG(2SC2712)部分可構成有源電源濾波器，通過該濾波器可有效地濾除幾十KHz以下的信號成分(特別低)，這樣，在穩壓器與VCO之間接入有源電源濾波器，電路就能可靠工作。K52(2SK508)為VCO的振蕩管，該管子與電容C54(5．1pF)、C57(5．1pF)以及幾個變容管可組成克拉波振蕩器。R25(2SC3356)作為輸出緩沖器，可防止克拉波振蕩器受到下一級低輸入阻抗的影響。在VCO中，通常兩個變容二極管需要背對背接在一起，當其中一個二極管導通交流時，偏壓電位被嵌位在低電平，而此時另一個二極管就被反向偏置，這樣可以減少失真成分。但這樣也會使變容二極管的電容減少一半。為了提高VCO的Q值，電感L2應采用漆包線繞制而成(線徑為0．4 mm，內徑為2．3 mm，繞制3圈)，采用線繞電感的另一個作用是比較方便調試。如果PLL沒有鎖定，也可以適當的調松線圈，直到PLL鎖定為止。該VCO的增益約為15 MHz／V，而且隨著控制電壓的增加，其輸出頻率也增加，因而是一個線性遞增的過程。
2．3 發射鎖相環設計
本系統中的發射鎖相環電路如圖4所示。圖中，LMX1501鎖相環是控制調頻VCO的?；鶐盘?經過HDLC打包的GMSK調制信號)經過VCO的頻率調制后，將由鎖相環鎖定在262．025 MHz以及261．975 MHz上，頻偏≤5 kHz。鎖相環的參考頻率采用的溫補晶振(TCXO)為NDK公司的FUA31 77A，參考頻率為12．8 MHz，頻率穩定度為2．5 ppm，該TCXO有VC功能，它是保證移動終端與基站信號頻率相同的要求而進行頻率自調整的一種功能，也就是說，VC是鎖相環電路可使本機振蕩頻率和基站頻率達到頻率鎖定狀態的頻率調整功能，一般情況下，CDMA移動終端對VCTC-XO的VC頻率調整功能要求頻率變化范圍在±8～±16 PPM，VC電壓變化范圍1．5±1 V。Fin(U32)是VCO的輸出頻率，VFDC(U32)是PLL輸出的控制VCO的鎖定電壓，當VCO被鎖定時，該電壓介于0 V和Vp(電荷泵電路的電源)之間。PLL的電壓Vcc要比電荷泵的電壓Vp低(輸入到VCO的DC控制電壓總是比Vp小零點幾伏，所以Vp必須有一個足以驅動VCO的DC控制端的合適的幅度)。PLLC、PLLD、PLLE1501是從單片機送過來的控制鎖相環的信號。
2．4 發射鏈路設計
調制信號Fin(U32)(262 MHz)與本振Fin(U29)(100 MHz)經過LC帶通濾波器后再混頻，即可得到發射信號，發射信號經過兩級R25放大以及MMIC電路緩沖放大后，再送到功率集成放大電路M57719的輸入端，即可將功率放大到12．5W后由天線發射出去。圖5所示是發射混頻及放大電路。
圖6所示是其微波集成預放大電路，圖中的IC2的增益可達15 db，且耐高溫，其輸入、輸出阻抗均為50 Ω。該電路的典型應用頻率為500 MHz，為NPN型電路，電路引腳均由微帶線構成，兩個長短不一的引腳分別對應輸入和輸出引腳。芯片正常工作時，輸入端的導通電壓約0．58 V，輸出端則需加14 V直流電壓。其余兩端等長且都接地。IC2在正常工作時，會產生很高的溫度，且長時間工作會使芯片功能下降，嚴重時還會擊穿內部電路的PN結而損壞芯片，以上現象均在實驗過程中有所出現，IC2的通斷由TDD時隙決定，故可以起到保護作用。
圖6電路中的M57719為一集成大功率功放，其頻率范圍為145～175 MHz，最大輸出功率可達14 W，輸入、輸出阻抗均為50Ω。信號由1腳輸入，4腳輸出，2，3腳分別為兩級放大器的供電端。M57719對輸入信號的功率有一定的要求，即要求前級預放相對于本振信號增益為20 dB時才能滿足輸出功率的要求，此時功放的輸入電平約為10 dbm或者更高，實驗過程中可達16 dbm，否則運放將不工作。還應注意：電臺工作時不能長時間發射，否則會損壞預放電路和功放模塊。
M57719的兩級放大器均為14 V直流供電，第二級放大器直接由直流供電(3腳)，第一級放大器的供電電壓由功放控制電路控制，天線檢測電壓信號V1與單片機控制的基準電壓V2分別連接到運放的反相和同相輸入端，經過運放的輸出電壓Vo=2(V2-V1)，Vo經過電阻分壓后可以給開關管V36基極提供導通電壓。無發射時，V1很小，此時開關管V36導通，BAQL管導通且集電極輸出約14 V電壓給M57719的2腳、IC2的輸出端提供直流工作電壓；而發射時，則可檢測到V1突然變得很大，此時，V0分壓后的電壓小于V36的導通電壓，V36由導通變為不導通，M57719、IC2斷電不工作，發射機停止發射。
通過M57719將電路信號放大到12．5 W并從4腳輸出，然后經過耦合電容和開關二極管D1后，可傳送到天線濾波器發送出去。天線濾波器是一個低通濾波器，可用ADS2004設計。該低通濾波器為接收和發射共用部分，其轉折點頻率為167MHz。兩個二極管D1和D2的作用是在發射時加上電壓并對高頻信號短路，從而使發射的大功率信號能通過D1進入低通濾波器并發射出去，同時使D2導通，以保護接收電路。接收時，由于沒有直流電壓，D1不導通(類似開路)，以使接收信號無衰減地進入高通濾波器。從ADS仿真效果來看，天線濾波器的發射頻點162．025 MHz以及161．975 MHz幾乎處在smith原圖的圓心，其帶內插損(S21)小于0.5dB。
3 結束語
本發射機通過與基帶以及接收機的聯調表明，其接收誤碼率可達到0．05％，故可用于工業控制領域，實現小區的數傳通信。
本系統可以通過串口終端向基帶板傳輸數據，而接收機則可接收回來的數據解調情況，以分別為基帶板傳送電臺信號、接收解調信號，以及接收回來的數據。