概述
??? 該筆記中，我們對MAX2640低噪聲放大器(LNA)進行了S參數測量，并利用所測數據進行了穩定性分析。當我們將該低噪聲放大器(LNA)匹配到315MHz工作時，所測量的S參數是正確的。分析結果表明，該器件在高達5GHz時能夠無條件地達到穩定。最后，我們將推薦VCC引線所需電感，使器件穩定性達到最佳。
MAX2640低噪聲放大器(LNA)工作在315MHz時的性能
??? 該器件在315MHz的工作性能如表1所示。頻率特性曲線如圖1所示。
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表1. MAX2640性能概述
| Parameter | Customer Target | MAX2640 |
| ICC (mA) | < 2 | 3.5 |
| Gain (dB) | > 13 | 17.4 |
| Noise Figure (dB) | < 2 | 1.4 |
| Input P1dB (dBm) | Not specified | -26 |
| Input IP3 (dBm) | -10 | -17.25 |
| S11 (dB) | Not specified | -10.5 |
| S22 (dB) | Not specified | -19.3 |
(f = 315MHz, VCC = 3V)
注：輸入功率為每音調-30dBm
圖1. MAX2640 LNA應用于315MHz時的頻率特性
S參數測量
測試環境的建立
??? 對MAX2640進行S參數測量時使用了兩套評估板和一個網絡分析儀(HP8753D)。將第一套評估板(kit #1)的IC去掉用于校準，利用第二套評估板(kit #2)進行實際測量，該套評估板保留了IC，但無匹配元件。
- 對雙口網絡進行了完整的校準操作，校準范圍包括與網絡分析儀相連接的電纜。
- 當我們測量第二套評估板(kit #2)上不帶匹配元件時IC的S參數時，將短接線放置到了第一套評估板(kit #1)上MAX2640輸入和輸出引腳的焊接位置。(參見圖2)
- 調整網絡分析儀的端口延時，使315MHz時輸入端和輸出端的阻抗都盡可能接近于短路狀態。此時，我們就可以利用該校準在第二套評估板(kit #2)上的MAX2640器件引腳處進行S參數測量。
- 然后修改第一套評估板(kit #1)，將上面的短接線移置到上次匹配元件的放置點。再一次調整網絡分析儀的端口延時，使315MHz時輸入端和輸出端的阻抗都盡可能接近短路狀態。
- 接著將匹配元件放回到第二套評估板(kit #2)上，對評估板上帶有匹配元件的IC進行S參數測量。
- 為了證實僅測試IC時(上述步驟3) S參數的正確性，將所測得的S參數導入ADS (微波仿真軟件)，并在所建模型中加入匹配元件和傳輸線。同時為了模擬板上存在的寄生效應，在模型的輸入引腳和輸出引腳加一只0.5pF電容。(見附錄中圖18的ADS仿真圖。)然后將所建立模型的仿真性能曲線與評估板上帶有匹配元件時所測得的IC S參數(上述步驟5)進行比較。
圖2. 用于MAX2640的S參數測量的校準電路
測試結果
??? 圖3至圖8曲線標注定義如下：
- MAX2640_Epcos_1GHz_simulation：只對工作臺上不帶匹配元件的IC進行了測量，利用所測得的S參數進行仿真，并在ADS的仿真模型中加入了匹配元件。
- MAX2640_Epcos_1GHz_bench：在評估板上加入了匹配元件后再對IC進行S參數測量。
性能測試S11 (dB)的比較" src="http://www.maxim-ic.com.cn/images/appnotes/3571/3571Fig03.gif">
圖3. 仿真和性能測試S11 (dB)的比較
圖4. 仿真和性能測試S11 (相位)的比較
圖5. 仿真和性能測試S22 (dB)的比較
圖6. 仿真和性能測試S22 (相位)的比較
圖7. 仿真和性能測試S21 (dB)的比較
圖8. 仿真和性能測試S21 (相位)的比較
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??? 上述數據表明所進行的兩個測試中，幅值和相位性能都非常接近。除去微小的頻率偏移，仿真結果(利用不帶匹配元件的IC的測試S參數建立模型，并在ADS模型中加入匹配元件后對模擬工作臺進行仿真測量)非常接近于實際性能測試(在評估板上加入匹配元件后，對實際性能進行測試)。所以可以得到這樣的結論：對MAX2640進行測量所得的S參數是可靠的，可用于仿真和穩定性分析。
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??? 注：評估板上加入匹配元件后進行測試時，不能測試參數S12。因為信號的幅值很低，導致網絡分析儀不能精確測量。所以上面的圖表中沒有S12的幅值和相位曲線。
穩定性分析
??? 為了進行MAX2640的穩定性分析，我們按照上述同樣的步驟對100MHz到5GHz之間的S參數進行了測量。包括如下三個測試實例：第一，MAX2640的VCC引腳和去耦電容之間存在9mm長的傳輸線；第二，電容盡可能的靠近VCC引腳放置；第三，電容放置在相距VCC引腳5mm處。?
第一個測試實例
??? 我們將去耦電容放置在了距離MAX2640的VCC引腳9mm遠處。傳輸線寬度是42mil。這是一個具有50
受控阻抗的四層電路板，介質材料是FR4，1oz覆銅，介電常數約為4.5。頂層和內部地層(第二層)之間的介質厚度是24mil。利用這些信息可以仿真得到VCC引腳處的電感值，在315MHz時仿真結果大約為j5.5，相當于2.5nH電感。圖9顯示了只針對IC進行的穩定性測試、穩定系數、源端穩定系數和負載端穩定系數。圖10是源端穩定性圓圖和負載端穩定性圓圖。
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圖9. 第一個測試實例的穩定性測試、穩定系數、源端穩定系數和負載端穩定系數
圖10. 第一個測試實例的源端穩定性圓圖和負載端穩定性圓圖
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第二個測試實例
??? 在該實例中，電容盡可能靠近VCC引腳放置。此時，傳輸線的寬度是40mil，315MHz時感應系數值大約為j0.6，相當于0.3nH電感。下圖11顯示了穩定性測試、穩定系數、源端穩定系數和負載端穩定系數。圖12表示的是源端穩定性圓圖和負載端穩定性圓圖。
圖11. 第二個測試實例的穩定性測試、穩定系數、源端穩定系數和負載端穩定系數
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圖12. 第二個測試實例的源端穩定性圓圖和負載端穩定性圓圖
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第三個測試實例
??? 現在我們將去耦電容放置在相距MAX2640的VCC引腳5mm遠處。傳輸線寬度是42mil，315MHz時大約為j3，相當于1.5nH電感。圖13顯示了只針對IC進行的穩定性測試、穩定系數、源端穩定系數和負載端穩定系數。
圖13. 第三個測試實例的穩定性測試、穩定系數、源端穩定系數和負載端穩定系數
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??? 由圖13可知，在整個測試頻率范圍內，三個測試實例的穩定性系數均大于1。符合無條件穩定要求。而且，穩定性圓圖在整個測試頻率范圍內也都在史密斯圓圖的外部。
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??? 第一個測試實例的數據表明，在2.5GHz到4.5GHz的頻率范圍內，穩定性系數絕對大于1，但是在5GHz時接近于1。這表明MAX2640在5GHz以上時是有條件地穩定的。但是第二個測試實例的穩定性系數卻是在2.5GHz到4.5GHz的頻率范圍內接近于1，而在5GHz時絕對大于1。這意味著該測試條件下的MAX2640器件在2.5GHz到4.5GHz的頻率范圍內是有條件穩定的。在第三個測試實例中，我們將電容放置在了與VCC引腳相距5mm遠處。所測得的穩定性系數在2.5GHz到4.5GHz的頻率范圍內絕對大于1，在5GHz時也比1大很多。
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??? 通過以上分析，我們可以得出結論：為了保證器件的穩定性，去耦電容的最佳放置位置是距VCC引腳4mm到5mm處。
原理圖和匹配網絡
??? 綜上所述，我們使用一臺標準的網絡分析儀(HP8753D)對315MHz時MAX2640低噪聲放大器(LNA)的輸入/輸出端進行了S參數測量，并通過反復的仿真和測量確定了最佳阻抗匹配電路。該器件在315MHz時的性能和所需匹配適用于汽車無線門禁系統。為了得到最好的增益和噪聲系數，對匹配進行優化，最優阻抗匹配電路如圖14和圖15所示。
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圖14. MAX2640工作在315MHz時的評估板原理圖
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MAX2640 低噪聲放大器(LNA)的材料清單
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| DESIGNATION | QTY | DESCRIPTION |
| Z1 | 1 | 100nH inductor (0603) Coilcraft 0603CS-R10XJBC |
| C1 | 1 | 1500pF ceramic cap (0603) Murata GRM188R71H152KA01B |
| C2 | 1 | 150pF 5% ceramic cap (0603) MurataGRM1885C1H151JA01 |
| C3 | 1 | 10μF ceramic cap (1206) AVX TAJA106D010R |
| C4 | 1 | 470pF 5% ceramic cap (0805) Murata GRM40COG471J50V |
| C5 | 1 | 2.2pF 5% ceramic cap (0805) Murata GRM40COG022D50V |
| C6 | 1 | 5pF 5% ceramic cap (0805) Murata GRM40COG050D50V |
圖15. 低噪聲放大器(LNA)工作在315MHz時輸入端與輸出端的匹配網絡
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??? 下面是低噪聲放大器(LNA)增益和三階輸入交調截取點(IIP3)的測量環境的建立(見圖16)。
- 利用標準的雙音互調對三階輸入交調截取點(IIP3)進行測試。
- 將兩個射頻信號發生器通過一個功率合成器連接到低噪聲放大器(LNA)的輸入端。
- 設置第一臺信號發生器(HP8648B)使其產生314.5MHz的信號，使第二臺信號發生器(HP8648B)產生315.5MHz的信號(相距1MHz)，雙音測量均在-30dBm功率下產生。
- 利用一臺頻譜分析儀(Agilent 8562EC)來測量增益以及低噪聲放大器(LNA)輸出端所需音頻和三階交調失真之間的差異。
- 我們利用這些測量結果以及每一音調的輸入功率就可以找到低噪聲放大器(LNA)的三階輸入交調截取點(IIP3)。
圖16. 低噪聲放大器(LNA)增益和三階輸入交調截取點(IIP3)的測量裝置
噪聲系數測量環境的建立
??? 利用一臺噪聲系數分析儀(Agilent N8973A)和噪聲源(HP346A)進行低噪聲放大器(LNA)噪聲系數的測試。測試框圖如下圖17所示。
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圖17. 噪聲系數測量裝置
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附錄：ADS仿真原理圖
圖18. ADS仿真
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