LinkSwitch-PH IC可以設計出具有成本效益且元件數量極少的LED驅動器" title="驅動器">驅動器，不僅能滿足功率因素和諧波限值，同時還能為最終用戶帶來不同凡響的使用體驗。其特性包括超寬調光范圍、無閃爍工作（即使使用的是低成本的AC輸入可控硅調光器）以及快速、平滑的導通。

所使用的拓撲結構是運行于連續導通模式下的隔離反激。輸出電流調節完全從初級側檢測，因此無需使用次級反饋元件。在初級側也無需檢測外部電流，而是在IC內部進行，從而進一步減少了元件和損耗。內部控制器調整MOSFET占空比以保持輸入電流為正弦交流電，從而確保高功率因數和低諧波" title="低諧波">低諧波電流。

LNK406EG也可提供各種復雜的保護功能，包括環路開環或輸出短路條件下自動重新啟動。輸入過壓可提供增強的抗輸入故障和浪涌能力，輸出過壓在負載斷開時可保護電源，精確的遲滯熱關斷可確保在所有條件下PCB板平均溫度都處于安全范圍內。

在任何LED照明裝置中，驅動器的性能直接決定了最終客戶（用戶）對照明的感受，包括啟動時間、調光、閃爍和驅動器之間的一致性。此設計中重點關注的是在115 VAC和230VAC條件下盡可能多地兼容各種調光器和盡可能大地兼容調光范圍。即使是這樣，在兩種單輸入電壓工作范圍仍可以實現設計簡化，包括不需要調光的或調光器（高質量）調光范圍受限的應用。

一、電路原理圖



圖1 電路原理圖

二、電路分析

LinkSwitch-PH是一種將控制器和725 V MOSFET集成在一起的器件，用于LED驅動器應用。LinkSwitch-PH采用單級連續導通模式反激式拓撲結構，提供初級側調節的恒流輸出，同時使AC輸入保持高功率因數。

1 、輸入濾波

保險絲F1在元件發生故障時提供保護，而RV1用來對差模浪涌測試期間可能產生的最大電壓進行箝位。RV1的額定電壓為275 VAC，略高于最大指定工作電壓265 VAC。二極管橋堆BR1對AC線電壓進行整流，電容C2為初級開關電流提供低阻抗通路（去耦）。為使功率因數保持在0.9以上，需要確保較低的電容（C1、C2和C11總和）值。EMI濾波功能由電感L1-L3、C1和有Y1安全要求的C7提供。L1和L2兩端的電阻R16和R17可抑制輸入電感、電容和AC輸入阻抗之間在傳導EMI測量中通常出現的共振。

2、LinkSwitch-PH初級

變壓器(T1)一端連接到DC總線，另一端連接到LinkSwitch-PH的漏極引腳。在MOSFET的導通時間內，初級繞組中的電流升高，存儲的能量隨后在MOSFET關斷時間內傳送到輸出。選擇RM8磁芯，因為它在板上占用的面積很小。由于骨架達不到230 VAC工作條件下的6.2 mm的安全爬電距離要求，因此使用飛線將次級繞組端接到PCB板中。

為使U1得到峰值輸入電壓信息，AC輸入整流后經由D2對C3充電。然后電流經過R2和R3，注入U1的V引腳。電阻容差將會導致不同電源之間的V引腳電流有所差異，因此選擇1%誤差的電阻可以將這種變化降至最低。器件也會利用V引腳電流來設置輸入過壓和欠壓保護閾值。欠壓保護可確保不同電源在相同的輸入電壓下啟動，過壓保護可使整流后的線電壓承受能力（在浪涌和線電壓陡升期間）達到內部MOSFET的額定725 BVDSS。電阻R1為C3提供放電通路，時間常數遠大于經整流AC的放電時間，以防止V引腳電流被線電壓頻率所調制。

V引腳電流和FB引腳電流在內部用來控制LED平均輸出電流。對于相位角調光應用，可在R引腳(R4)和V引腳上分別使用49.9 kΩ電阻和4 MΩ (R2+R3)電阻，使輸入電壓和輸出電流保持線性關系，從而獲得最大調光范圍。電阻R4還設置內部的線電壓輸入升高、降落和輸入過壓保護閾值。

在MOSFET導通期間，由于漏感的影響，二極管D3和VR1將漏極電壓箝位到一個安全水平。在C2上的電壓降到反向輸出電壓(VOR)以下時，需要使用二極管D4來防止反向電流流經U1。選擇肖特基勢壘二極管來減少此元件中的損耗并提高效率，也可使用超快速PN型二極管(UF54002)代替，從而降低成本。

二極管D6、C5、R7和R8構成初級偏置供電，能量來自變壓器的輔助繞組。電容C4對U1的BP引腳進行局部去耦，該引腳是內部控制器的供電引腳。在啟動期間，與漏極引腳相連的內部高壓電流源將C4充電至約6 V。此時器件開始開關，器件的供電電流再由偏置供電經過R5提供。二極管D5隔離BP引腳和C5，以防止啟動時間由于對C4和C5的充電而延長。建議使用外部偏置供電（通過D5和R5）以實現最低的器件功耗和最高的效率，盡管這些元件如果需要的話可以省去。這種自供電能力可提供更好的相位角調光性能，因為在輸入導通相位角很小而導致等效輸入電壓較低時，IC仍然能夠保持正常工作。電容C4同時用來選擇輸出功率模式，選擇10 μF（低功率模式）可以將器件功耗減至最低，降低對散熱片的要求。 

3 、反饋

偏置繞組電壓用來間接地反映輸出電壓的高低，而無需使用次級側反饋元件。偏置繞組上的電壓與輸出電壓成比例（由偏置繞組與次級繞組之間的匝數比決定）的。電阻R6將偏置電壓轉換為電流，注入至U1的反饋(FB)引腳。U1中的內部控制電路綜合FB引腳電流、V測引腳電流和漏極電流信息，在2:1的輸出電壓變化范圍內提供恒定的輸出電流，同時保持較高的輸入功率因數。為限制空載時的輸出電壓，D7、C12、R20、VR3、C13、Q3和R19共同組成輸出過壓箝位電路。如果斷開輸出負載的連接，偏置電壓將升高，直至VR3導通，這樣會使Q3導通并減小流入FB引腳的電流。當該電流低于20 μ時，器件進入自動重啟動模式，開關被禁止800ms，使輸出電壓（和偏置電壓）下降。

4 、輸出整流

變壓器次級繞組由D8進行整流，由C8和C10進行濾波。選擇肖特基勢壘二極管用以提高效率，所選取的C8和C10的總值可使LED紋波電流等于平均值的40%。如果需要更低紋波的設計，可提高輸出電容值。R15用作小的假負載，可限制空載條件下的輸出電壓。

5 、可控硅相位調光控制兼容性

對于用低成本的可控硅前沿相控調光器提供輸出調光的要求，我們需要在設計時進行全面的權衡。

由于LED照明的功耗非常低，整個燈具所消耗的電流要小于調光器內可控硅的維持電流。這樣會因為可控硅觸發不一致而產生某些不良情況，比如調光范圍受限和/或閃爍。由于LED燈的阻抗相對較大，因此在可控硅導通時，浪涌電流會對輸入電容進行充電，產生很嚴重的振蕩。這同樣會造成類似的不良情況，因為振蕩會使可控硅電流降至零并關斷。

要克服這些問題，需增加兩個電路—有源衰減電路和無源泄放電路。這些電路的缺點是會增大功耗，進而降低電源的效率。對于非調光應用，可以省略這些元件。

有源衰減電路由元件R9、R10、R11、R12、D1、Q1、C6、VR2、Q2以及R13共同組成。該電路可以限制可控硅導通時流入C2并對其充電的浪涌電流，實現方式是在導通前1ms內將R13串聯。在大約1 ms后，Q2導通并將R13短路。這樣可使R13的功耗保持在低水平，在限流時可以使用更大的值。電阻R9、R10、R11和C6在可控硅導通后提供1 ms延遲。晶體管Q1在可控硅不導通時對C6進行放電，VR2將Q2的柵極電壓箝位在15 V，R12用于防止MOSFET發生振蕩。

無源泄放電路由C11和R18構成。這樣可以使輸入電流始終大于可控硅的維持電流，而與驅動器相應的輸入電流將在每個AC半周期內增大，防止每個導通角度的起始階段出現可控硅的開關振蕩。

這種設計可實現無閃爍調光，并對所有相位角調光器進行了測試，包括歐洲、中國和韓國生產的調光器，同時包括了前沿和后沿類型不同調光器。