1 引言
射頻識別技術(shù)廣泛應(yīng)用于交通運輸、動物識別、過程控制、物流等方面。早在1990年代，13.56MHz的射頻標(biāo)簽就應(yīng)用于社會生活的各個領(lǐng)域。
近年來，915MHz以及2.45GHz等UHF波段的射頻標(biāo)簽由于工作距離遠(yuǎn)，天線尺寸小等優(yōu)點越來越受到重視。射頻標(biāo)簽芯片的射頻接口模塊包括電源恢復(fù)電路、穩(wěn)壓電路和解調(diào)整形電路。射頻接口的設(shè)計直接影響到射頻標(biāo)簽的關(guān)鍵性能指標(biāo)。
本文對射頻標(biāo)簽?zāi)芰抗?yīng)原理進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析，并完成了電源恢復(fù)電路、穩(wěn)壓電路和解調(diào)整形電路的設(shè)計。
2 原理分析
2.1 電源恢復(fù)
無源射頻標(biāo)簽依靠讀寫器發(fā)射出的電磁波獲取能量。標(biāo)簽芯片獲得的能量與很多因素都有關(guān)系，例如空間環(huán)境的反射，傳播媒介的吸收系數(shù)，溫度等。在理想自由空間，連續(xù)載波的情況下，有下面的近似公式：
式中，Ptag_IC是芯片接收到的能量，Preader為讀寫器發(fā)射功率，Gtag是標(biāo)簽天線增益，Greader是讀寫器天線增益，R為標(biāo)簽到讀寫器的距離。
可以看到，標(biāo)簽接收到的功率主要和距離與載波頻率相關(guān)，隨距離的增大迅速減小，隨頻率的增加而減小。PreaderRreader也稱為EIRP,即等效全向發(fā)射功率。它受到國際標(biāo)準(zhǔn)約束，通常在27~36dBm左右。例如，按照北美標(biāo)準(zhǔn)，讀寫器等效發(fā)射功率EIRP應(yīng)小于4W,即36dBm。在自由空間中，915MHz的信號在4m處衰減為43.74dB。假設(shè)標(biāo)簽天線增益為1.5dBi,則在4m處無源射頻標(biāo)簽可能獲得的最大功率只有約-6.24dBm,238W。利用標(biāo)準(zhǔn)的偶極子天線，在915MHz天線端能夠獲得的電壓約200mV。在如此低的輸入信號幅度下，采用普通全波或半波整流電路無法獲得所需的直流電壓，因此需要采用倍壓結(jié)構(gòu)的電源恢復(fù)電路。
倍壓結(jié)構(gòu)的電源恢復(fù)電路如圖1所示。圖中的二極管在實際應(yīng)用時通常用MOS管替代。輸入正弦交流信號RFin=VAsint。在RFin負(fù)半周期時，M0導(dǎo)通，C1充電。C1兩端能夠獲得的最大電壓為VA-Vd,其中，Vd為MOS管M0兩端的電壓降。
RFin正半周期時，節(jié)點1的最大電壓為VA+（VA-Vd）。該電壓使得M1導(dǎo)通，C2充電，直到C2兩端達(dá)到最大電壓，即節(jié)點2的最大電壓，為VA+（VA-Vd）-Vd=2（VA-Vd）。依次類推，C3兩端能夠獲得的最大電壓為3（VA-Vd），節(jié)點4的最大電壓為4（VA-Vd）。節(jié)點2N的最大電壓為2N（VA-Vd）。于是，對于2N級電路，輸出直流電壓為：
考慮輸出負(fù)載的情況。假設(shè)負(fù)載抽取電流為Iout,輸入交流信號頻率為fsig,所有電容值都為C,則輸出電壓降低2NIout/Cfsig。于是，考慮輸出負(fù)載情況下的輸出電壓為：
2.2 穩(wěn)壓
在4W等效發(fā)射功率下，距讀寫器20cm處，采用增益1.5dBi的接收天線，標(biāo)簽接收到的最大功率達(dá)到95.5mW,超過標(biāo)簽在4m處接收到最大功率的400倍。為了保證標(biāo)簽在近場和遠(yuǎn)場都能夠可靠工作，需要有效的穩(wěn)壓電路使得標(biāo)簽在近場能夠保持電壓不超過正常工作電壓范圍。
通常的并聯(lián)式穩(wěn)壓結(jié)構(gòu)如圖2所示。當(dāng)Vout大于穩(wěn)壓電路開啟閾值時，穩(wěn)壓電路內(nèi)的瀉流管Mp開啟，從瀉流管瀉放電流，使電壓降低。
2.3 解調(diào)
本文提出的射頻接口是針對滿足ANSNCITS256??1999射頻標(biāo)簽協(xié)議的標(biāo)簽芯片設(shè)計的。根據(jù)ANSNCITS256??1999射頻標(biāo)簽協(xié)議規(guī)范，讀寫器到標(biāo)簽的信號為OnOffKey（OOK）調(diào)制信號。
因此，解調(diào)電路可采用二極管包絡(luò)檢波解調(diào)實現(xiàn)。
3 設(shè)計實現(xiàn)
3.1 電源恢復(fù)電路
根據(jù)設(shè)計指標(biāo)，要在915MHz信號輸入幅度200mV,負(fù)載電流20A時獲得大于2V的直流電壓。則根據(jù)（3）式，可得N>5。因此，所需倍壓電路最低級數(shù)為12級。考慮到MOS管導(dǎo)通壓降的損失和寄生效應(yīng)帶來的損失，電源恢復(fù)電路采用16級的倍壓電路結(jié)構(gòu)，利用零閾值NMOS管實現(xiàn)。倍壓式電源恢復(fù)電路的末端最后一個電容為儲能電容，取200pF。
3.2 穩(wěn)壓電路
根據(jù)設(shè)計協(xié)議要求，輸入信號為OOK信號在OOK信號的關(guān)斷時刻，由于圖2中瀉流管Mp無法瞬間關(guān)閉，于是繼續(xù)從儲能電容Cs上抽取電流，從而導(dǎo)致電源電壓Vout出現(xiàn)較大下脈沖凹陷。為解決該問題，將并聯(lián)穩(wěn)壓電路改進(jìn)，如圖3所示。瀉流管Mo1和Mo2的電流抽取點從Vout端移至節(jié)點p。這樣，當(dāng)瀉流管開啟，OOK信號的關(guān)斷時刻到來時，由于二極管連接的MOS管M3、M4的反向截止作用，儲能電容Cs上的電荷不會從瀉流管上被抽取走，從而避免了瀉流管造成的電源電壓下脈沖凹陷的問題。穩(wěn)壓電路穩(wěn)壓值設(shè)計在2.4V。
3.3 解調(diào)電路
解調(diào)電路如圖4所示。M1~M4為4級倍壓單元，起到檢波二極管的作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓電路的瀉流管無法瞬間關(guān)斷，因此，在OOK信號關(guān)斷時刻，瀉流管抽取電容C4上的電荷。電容C4取值較小，因此，p1點電平迅速下降，形成較大的下脈沖凹陷，經(jīng)過后級的整形電路，輸出標(biāo)準(zhǔn)的解調(diào)波形。
3.4 流片驗證
該射頻前端模塊作為超高頻長距離無源射頻標(biāo)簽芯片的一部分，在UMC0.18m混合信號工藝下設(shè)計實現(xiàn)，并流片驗證。芯片照片如圖5所示。
4 測試結(jié)果
4.1 電源恢復(fù)及穩(wěn)壓電路測試
利用8753ES網(wǎng)絡(luò)分析儀作為電源恢復(fù)電路激勵源；中心頻率設(shè)定在915MHz,掃頻寬度設(shè)定為1Hz,以此來近似輸出915MHz的單頻載波信號。
網(wǎng)絡(luò)分析儀測試端輸出功率從-8dBm到10dBm,按照步進(jìn)0.5dBm,測試各功率點駐波比SWR和電源恢復(fù)電路電壓VDD。由于網(wǎng)絡(luò)分析儀功率輸出準(zhǔn)確度較低，因此，再利用功率計，測量每個測試輸出功率下網(wǎng)絡(luò)分析儀的實際輸出功率Ps。電源恢復(fù)電路的實際輸入功率為：
根據(jù)Pin和VDD,繪制出反映電源恢復(fù)電路性能的輸入輸出特性曲線，如圖6所示。
電路帶200k負(fù)載，300pF儲能電容。輸入功率229W時，電源電壓到達(dá)1.85V。穩(wěn)壓電路工作良好，電源電壓穩(wěn)定在2.3V。
4.2 解調(diào)電路測試
讀寫器發(fā)送1s脈寬的OOK調(diào)制信號。解調(diào)電路輸出波形如圖7所示。下脈沖上升時間較長是由于示波器探頭引入的16pF電容所致。
5 結(jié)論
本文分析和設(shè)計了應(yīng)用于超高頻無源射頻標(biāo)簽的射頻接口電路，并利用0.18m工藝流片驗證。
根據(jù)芯片測試結(jié)果，該射頻接口電路能夠在讀寫器4W等效發(fā)射功率下距讀寫器4m處為射頻標(biāo)簽芯片提供足夠的工作電壓，并且在芯片近場時能夠有效地穩(wěn)定電源電壓。解調(diào)信號基本正常可用。因此，該射頻接口電路可滿足超高頻遠(yuǎn)距離無源射頻標(biāo)簽芯片的要求，具有實用意義。