0 引言
近年來隨著電源技術(shù)的飛速發(fā)展，開關(guān)穩(wěn)壓電源正朝著小型化、高頻化、繼承化的方向發(fā)展，高效率的已經(jīng)得到越來越廣泛的應(yīng)用。式變換器以其電路簡單、可以高效提供直流輸出等許多優(yōu)點，特別適合設(shè)計小功率的開關(guān)電源。
1 反激式開關(guān)電源基本原理
單端反激開關(guān)電源采用了穩(wěn)定性很好的雙環(huán)路反饋（輸出直流電壓隔離取樣反饋外回路和初級線圈充磁峰值電流取樣反饋內(nèi)回路）控制系統(tǒng)，就可以通過開關(guān)電源的PWM（脈沖寬度調(diào)制器）迅速調(diào)整脈沖占空比，從而在每一個周期內(nèi)對前一個周期的輸出電壓和初級線圈充磁峰值電流進行有效調(diào)節(jié)，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。這種反饋控制電路的最大特點是：在輸入電壓和負載電流變化較大時，具有更快的動態(tài)響應(yīng)速度，自動限制負載電流，補償電路簡單。反激電路適應(yīng)于小功率開關(guān)電源，其原理圖如圖1所示。
下面分析在理想空載的情況下電流型PWM的工作情況。與電壓型的PWM比較，電流型PWM又增加了一個電感電流反饋環(huán)節(jié)。
圖中：A1為誤差放大器；A2為電流檢測比較器；U2為RS觸發(fā)器；Uf為輸出電壓Uo的反饋取樣，該反饋取樣與基準(zhǔn)電壓Uref通過誤差放大器A1產(chǎn)生誤差信號Ue（該信號也是A2的比較箝位電壓）。
設(shè)場效應(yīng)管Q1導(dǎo)通，則電感電流iL以斜率Ui／L線性增長，L為T1的原邊電感，電感電流在無感電阻R1上采樣u1=R1iL，該采樣電壓被送入電流檢測比較器A2與來自誤差放大器的Ue進行比較，當(dāng)u1>Ue時，A2輸出高電平，送到RS觸發(fā)器U2的復(fù)位端，則兩輸入或非門U1輸出低電平并關(guān)斷Q1；當(dāng)時鐘輸出高電平時，或非門U1始終輸出低電平，封鎖PWM，在振蕩器輸出時鐘下降的同時，或非門U1的兩輸入均為低電平，則Q1被打開。
因此，從上面的分析可以看出，電流型PWM信號的上升沿由振蕩器時鐘信號的下降沿決定，而PWM的下降沿則由電感電流的陷值信號和來自誤差放大器的誤差信號共同決定，其工作時序如圖2所示。
單端反激式開關(guān)電源以主開關(guān)管的周期性導(dǎo)通和關(guān)斷為主要特征。開關(guān)管導(dǎo)通時，變壓器一次側(cè)線圈內(nèi)不斷儲存能量；而開關(guān)管關(guān)斷時，變壓器將一次側(cè)線圈內(nèi)儲存的電感能量通過整流二極管給負載供電，直到下一個脈沖到來，開始新的周期。
開關(guān)電源中的脈沖變壓器起著非常重要的作用：一是通過它實現(xiàn)電場-磁場-電場能量的轉(zhuǎn)換，為負載提供穩(wěn)定的直流電壓；二是可以實現(xiàn)變壓器功能，通過脈沖變壓器的初級繞組和多個次級繞組可以輸出多路不同的直流電壓值，為不同的電路單元提供直流電量；三是可以實現(xiàn)傳統(tǒng)電源變壓器的電隔離作用，將熱地與冷地隔離，避免觸電事故，保證用戶端的安全。
2 反激式開關(guān)電源設(shè)計
開關(guān)電源設(shè)計中最重要的環(huán)節(jié)就是反饋回路的設(shè)計，反饋回路設(shè)計的好壞直接決定了開關(guān)電源的精度和穩(wěn)定性能。前面已經(jīng)介紹了單端反激開關(guān)電源采用的是雙環(huán)路反饋。以下將介紹利用電流型PWM芯片UC3842設(shè)計開關(guān)電源的兩種反饋回路時需要注意的一些問題。
2.1 輸出直流電壓隔離取樣反饋外回路
UC3842是一種高性能的固定頻率電流型脈寬集成控制芯片，是專為離線式直流變換電路設(shè)計的。其主要優(yōu)點是電壓調(diào)整率可以達到0.01％，工作頻率高達500 kHz，啟動電流小于1 mA，外圍元件少。它適合做20 W～80 W的小型開關(guān)電源。其工作溫度為0 ℃～70℃，最高輸入電壓30 V，最大輸出電流1 A，能驅(qū)動雙極型功率管和MOSFET。UC3842采用DIP-8形式封裝。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖和各引腳的功能見有關(guān)手冊。
UC3842的典型應(yīng)用電路如圖3所示。
本文相關(guān)DataSheet：
該電路的工作原理是：直流電壓加在Rin上，降壓后加在的引腳7上，為芯片提供大于16 V的啟動電壓，當(dāng)芯片啟動后由反饋繞組提供維持芯片正常工作需要的電壓。當(dāng)輸出電壓升高時，變壓器Tl的反饋繞組上產(chǎn)生的反饋電壓也升高，該電壓經(jīng)R1和R3組成大分壓網(wǎng)絡(luò)，分壓后送入UC3842的引腳2，與基準(zhǔn)電壓比較后，經(jīng)誤差放大器放大，使UC3842引腳6的驅(qū)動脈沖占空比減小，從而使輸出電壓降低，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。
此電路結(jié)構(gòu)簡單，容易布線，成本低。但是，UC3842的采樣電壓不是從輸出端取到的，輸出電壓穩(wěn)壓精度不高，只適合于用在負載較小的場合。
為克服上述問題，可以對上述反饋電路進行改進，采用光耦和電壓基準(zhǔn)進行反饋控制，可以極大地提高的穩(wěn)定性和精度。采用這種方法進行反饋控制時需要從副邊繞組輸出端進行取樣，電路見圖4。
電壓采樣及反饋電路由光耦PS2701、TL431和阻容網(wǎng)絡(luò)組成，圖中R5和C5用于TL431的頻率補償，不能缺少。通過調(diào)節(jié)由R6，R7組成的分壓網(wǎng)絡(luò)后得到采樣電壓，該采樣電壓與三端可調(diào)穩(wěn)壓塊TL431提供的2.5 V基準(zhǔn)電壓進行比較，當(dāng)輸出電壓正常時，采樣電壓與TT431提供的2.5 V電壓基準(zhǔn)相等，則TL431的K極電位保持不變，從而流過光耦U3二極管的電流不變，進而流過光耦CE的電流也不變，UC3842引腳2的反饋電位Uf保持不變，則引腳6輸出驅(qū)動的占空比不變，輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值不變。當(dāng)輸出5 V電壓因為某種原因升高時，分壓網(wǎng)絡(luò)上得到的輸出電壓采樣值會 隨之升高，從而TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，進而流過CE的電流增大，從而UC3842的引腳2的電位升高。由UC3842內(nèi)部示意圖可知：誤差放大器A1的輸出電壓Ue減小，亦即電流檢測比較器鉗位電壓減小，所以由圖2 可知：UC3842引腳6輸出驅(qū)動的占空比減小，從而使輸出電壓減小，這樣就完成了反饋穩(wěn)壓的過程。
2.2 初級線圈充磁峰值電流取樣反饋內(nèi)回路
初級線圈充磁峰值電流取樣的內(nèi)回路反饋也是開關(guān)電源設(shè)計起決定作用的環(huán)節(jié)，如果內(nèi)回路反饋設(shè)計不符合電路要求，開關(guān)電源就無法正常工作。
設(shè)計內(nèi)回路反饋時，需要在開關(guān)管上串聯(lián)一個以地為參考的取樣電阻Rs（見圖1、圖4中的R1和圖3中的R8），將初級線圈的電流轉(zhuǎn)換為電壓信號，此電壓由電流檢測比較器A2監(jiān)視并與來自誤差放大器A1的輸出電平比較。
在正常的工作條件下，峰值電感電流由引腳1上的電壓控制，其中：
當(dāng)電源輸出過載或者輸出取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)，在這些條件下，電流比較器的門限被內(nèi)部鉗位至1.0 V，則
而開關(guān)電源初級線圈最大峰值電流為短路保護時變壓器初級線圈流過的最大電流：
式中：IP為初級線圈電感電流；Pout為開關(guān)電源設(shè)計輸出功率；Vin為開關(guān)電源輸入電壓；D為PWM的輸出信號占空比；N為電源效率。
根據(jù)式（2）、式（3）可以推算：
根據(jù)計算得出的Rs阻值可以進一步計算出電流取樣電阻的功率：
選定電流取樣電阻后，需要通過一個L型的RC低通濾波網(wǎng)絡(luò)，將這個采樣信號送給UC3842的電流比較器。
從低通濾波器的對數(shù)幅頻特性可知，當(dāng)輸入信號頻率低于fh時，輸出信號與輸人信號幾乎完全相同；當(dāng)輸入信號頻率高于fh時，輸出信號會大幅度衰減。
利用示波器可以測量Rs采樣電阻上的信號頻率，因此，選擇低通濾波器的RC參數(shù)時必須要保證Rs電阻上正常的采樣電壓不能被濾波器衰減。 本文相關(guān)DataSheet：
設(shè)計時，如果RC參數(shù)選擇不當(dāng)，使濾波器的上限截止頻率fh偏小，導(dǎo)致正常的Rs采樣信號被衰減，這樣當(dāng)負載增大時，PWM無法將控制脈沖的占空比調(diào)大，變壓器會因為負載過重而發(fā)生嘯叫。為解決這一問題，將濾波電容C的取值減小，進而提高fh，使正常的Rs采樣信號通過濾波器，當(dāng)負載加重時，開關(guān)電源可以很好地穩(wěn)壓，變壓器的嘯叫現(xiàn)象也沒有出現(xiàn)。
3 結(jié)束語
開關(guān)電源的設(shè)計是一個實踐性很強的課題，本文給出的方法僅作為一種參考，許多實際問題需要在實踐中不斷加以總結(jié)和完善，只有通過實踐才能使設(shè)計不斷臻于完美。