摘 要： 給出了一個針對0.8GHz～6GHz的超寬帶低噪聲放大器UWB LNA(ultra-wideband low noise amplifier)設(shè)計。設(shè)計采用0.18?滋m RF CMOS工藝完成。在0.8GHz～6GHz的頻段內(nèi)，放大器增益S21達(dá)到了17.6dB～13.6dB。輸入、輸出均實(shí)現(xiàn)良好的阻抗匹配，S11、S22均低于-10dB。噪聲系數(shù)(NF)為2.7dB～4.6dB。在1.8V工作電壓下放大器的直流功耗約為12mW。
關(guān)鍵詞： 超寬帶；低噪聲放大器；CMOS
近年來，人們對于高速率無線數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊笕找嬖黾印EEE制定的802.11b和802.11g標(biāo)準(zhǔn)，工作頻率為2.4GHz，傳輸速率分別為11Mb/s和54Mb/s。另外，802.11a標(biāo)準(zhǔn)則是工作在5.2/5.7GHz，從而避開了擁擠的2.4GHz頻段，并且獲得了更高的數(shù)據(jù)傳輸速率以及更少的干擾。與窄帶系統(tǒng)不同，超寬帶系統(tǒng)可以說是寬帶無線技術(shù)領(lǐng)域出現(xiàn)的又一技術(shù)。目前分配給室內(nèi)超寬帶技術(shù)的頻段是3.1GHz～10.6GHz[1]。
在超寬帶系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)上存在兩種方案[2]：直接序列(DS-CDMA)和多帶OFDM(MB-OFDM)。DS-CDMA方案是將3.1GHz～10.6GHz的頻帶劃分為高低兩個頻帶：3.1GHz～4.9GHz和6.2GHz～9.7GHz。而MB-OFDM方案則是將7.5GHz的頻帶劃分為14個子頻帶，每個子頻帶528MHz，數(shù)據(jù)在每個子頻帶上傳輸。這14個子頻帶又分為5組，其中，1組是必需的，2組～5組是可選的。第1組子頻帶所在的頻段為3.1GHz～4.8GHz，第3～5組子頻帶為6.3GHz～10.6GHz。
盡管目前超寬帶技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)還沒有統(tǒng)一，但是寬帶低噪聲放大器終歸是其接收機(jī)中的一個不可或缺的重要模塊。低噪聲放大器(LNA)的主要功能是將來自天線的微伏級的電壓信號進(jìn)行小信號放大后傳輸?shù)较乱患夒娐贰Ｒ虼耍琇NA的性能對射頻接收系統(tǒng)的性能起著決定性作用。這就要求它在獲得較高增益的同時又要具有低的噪聲系數(shù)(NF)，并且為了減少對輸入信號的反射，實(shí)現(xiàn)最大功率的傳輸，還要使其與天線匹配，即LNA的輸入阻抗Zin要等于天線的特征阻抗50Ω。在實(shí)際設(shè)計中，高增益、低噪聲與良好的阻抗匹配三者之間并非相互獨(dú)立，而是相互牽制、相互影響的。因此在進(jìn)行LNA設(shè)計時，如何采用折衷原則兼顧各項指標(biāo)尤為重要。
1 設(shè)計考慮
1.1 寬帶輸入匹配
圖1給出了共柵級結(jié)構(gòu)及其小信號分析等效電路[9]。圖1(a)中MOS管M1的源極通過電感LS與地相連。LS在此處的作用就是通過與MOS管的柵源電容Cgs構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)，以便使輸入匹配達(dá)到設(shè)計要求。
?
圖1(b)中Ro表示M1的輸出阻抗。短溝道MOS的輸出阻抗比較低，對于0.18μm工藝來說，輸出電阻大約是500Ω[10]。因為Ro的存在，共柵極的負(fù)載阻抗ZL以及下一級電路的輸入阻抗Zin2會影響低噪放的輸入匹配，進(jìn)而使得電路噪聲性能惡化。
??? 根據(jù)文獻(xiàn)[9]，圖1（b）電路的輸入阻抗可以寫成：
??? 
其中ZS(ω)和Zo(ω)分別表示源阻抗和輸出阻抗，可由如下式(2)、式(3)：
其中ZL表示共柵極的負(fù)載阻抗，Zin2表示下一級電路的輸入阻抗，gm1表示共柵極結(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)。此處假設(shè)電路中的電抗元件都是高品質(zhì)因數(shù)的器件，則ZS(ω)和Zo(ω)可以表示為：
將式(4)、(5)代入式(1)，可以得到：
1.2 共源共柵(Cascode)
圖2給出了本文提出的低噪聲放大器的電路示意圖。圖中第二級電路為共源共柵結(jié)構(gòu)。其中的共源MOS管M2作為主放大管給電路提供足夠的增益，共柵管M3用來減小M2的Cgd引起的米勒效應(yīng)以及增強(qiáng)整個電路的反向隔離性能，M3、Rref2和Rbias2構(gòu)成偏置電路來實(shí)現(xiàn)放大電路所需直流偏置。
一般說來，為了獲得高增益，負(fù)載電感的品質(zhì)因數(shù)(Q factor)越大越好。但是本文設(shè)計中在負(fù)載電路中串聯(lián)了一個電阻Rd2，用以減低Ld的品質(zhì)因數(shù)，從而獲得較為平坦的增益。
2 電路結(jié)構(gòu)
本文提出的低噪聲放大器設(shè)計如圖2所示。輸入級采用共柵極結(jié)構(gòu)，但是通常共柵極結(jié)構(gòu)的增益比較低，因此要在共柵極電路之后再加一級放大電路以提高增益。而輸出級電路則采用了常用的源極輸出器。
在圖2中可以看到，在M1的柵極和地之間有一個電容C1。C1的加入有兩個作用：一是作為交流旁路電容，提供一個良好的交流接地，防止偏置電路進(jìn)一步加大放大器的噪聲系數(shù)；二是通過C1與M1的柵漏電容Cgd1構(gòu)成一個分壓電路，形成電壓反饋。這個反饋回路有利于改善電路輸入匹配以及噪聲性能[9][12]。電路中用到的級間隔直電容C2取值也為1pF。
本文提出的低噪聲放大器的設(shè)計采用特許(CHRT）0.18μm RF CMOS工藝完成。為了減小分布參數(shù)的影響，MOS管線寬均是采用工藝能提供的最小值0.18μm。根據(jù)文獻(xiàn)[13]，在功耗約束條件下的最優(yōu)柵寬為180μm。仿真表明在LS取值為9.6nH時達(dá)到輸入匹配要求，即S11<-10dB。
為了提供50Ω的輸出阻抗匹配，在低噪放的設(shè)計中加入了緩沖輸出級，即M6構(gòu)成的源極輸出器。M7和M8為M6提供合適的直流偏置，使得輸出反射系數(shù)S22在0.8GHz～6GHz頻帶內(nèi)滿足S22<-12dB，符合輸出匹配要求。
3 實(shí)驗結(jié)果
本文中的超寬帶低噪放的設(shè)計采用Cadence系列軟件完成。最終的各項仿真結(jié)果見圖3～圖7。圖3是通過原理圖仿真得到的S21結(jié)果。其中的后仿真(Post-layout Simulation)曲線是在完成版圖驗證和寄生參數(shù)提取之后得到的結(jié)果。由圖3不難發(fā)現(xiàn)，在0.8GHz～6GHz范圍內(nèi)后仿真得到的放大器正向增益S21較之前仿真有所下降，但是也達(dá)到了17.6dB。還可以看出在高頻段S21下降較為嚴(yán)重，在6GHz頻率處S21為13.6dB。放大器增益在高頻段的增益下降得比較快，是因為電路版圖中存在的寄生參數(shù)對高頻段影響很大。
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電路在0.8GHz～6GHz頻帶內(nèi)的輸入反射系數(shù)S11、輸出反射系數(shù)S22均小于-10dB。電路的反向隔離性也比較好，整個頻帶內(nèi)S12保持在-63dB以下。圖5所示為放大器的噪聲系數(shù)（NF）結(jié)果，后仿真的噪聲系數(shù)最小值為2.7dB，0.8GHz～6GHz范圍內(nèi)的平均值約為3.6dB。后仿真結(jié)果顯示電路IIP3為-17dBm。圖8是電路版圖，芯片面積約為0.68mm2(0.9mm×0.75mm)。
本設(shè)計的工作電壓為1.8V，核心電路（不包括輸出緩沖級）的直流功耗為12mW。包含輸出緩沖電路的直流功耗為16mW。表1給出了本設(shè)計與近年來部分采用0.18μm RF CMOS工藝的超寬帶低噪聲放大器設(shè)計的比較。
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本文給出了一個針對0.8GHz～6GHz頻段的超寬帶低噪聲放大器設(shè)計。電路采用0.18μm RF CMOS完成，在1.8V的工作電壓下，增益達(dá)到了13.6dB～17.6dB，噪聲系數(shù)為2.7dB～4.6dB。整個0.8GHz～6GHz頻帶內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了良好的輸入、輸出匹配，S11小于-10dB，S22小于-12dB。IIP3為-17.3dBm。實(shí)驗結(jié)果表明，本文提出的超寬帶低噪聲放大器設(shè)計具有比較好的性能，為實(shí)現(xiàn)超寬帶低噪聲放大器提供了一種選擇方案。
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