0 引言
隨著電子技術、信息技術在人們生活中的不斷滲透，電子產品的數量不斷增加。其能量消耗已大大超過了人們生活中照明所用的能源。國家能源局預測，2010 年全國電力需求，可能將達到4 萬億kWh 左右，增長的速度超過2009 年8%或者9%。全國電力需求增長速度非常快，但發電量增長有限，中國面臨嚴重的電力短缺問題。節約能源可以顯著減少所需的電能，同時減少發電廠數量，減少發電廠排放的廢氣廢水和灰渣對環境的污染。而電源是節約能源的重要環節。
開關電源，它是利用現代電力電子技術，通過控制開關通斷的時間比率來維持輸出電壓穩定的一種電源，廣泛應用在諸如計算機、電視機、攝像機等電子設備上。反激變換器具有電路簡單、輸入輸出電壓隔離、成本低、空間要求少等優點，在小功率開關電源中得到了廣泛的應用。但輸出電流較大、輸出電壓較低時，傳統的反激變換器，次級整流二極管通態損耗和反向恢復損耗大，效率較低。同步整流技術，采用通態電阻極低的專用功率MOSFET來取代整流二極管。把同步整流技術應用到反激變換器能夠很好提高變換器的效率。
1 同步整流反激變換器原理
反激變換器次級的整流二極管用同步整流管SR 代替，構成同步整流反激變換器，基本拓撲如圖1（a）所示。為實現反激變換器的同步整流，初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 必須按順序工作，即兩管的導通時間不能重疊。當初級MOS 管Q 導通時，SR 關斷，變壓器存儲能量；當初級MOS 管Q 關斷時，SR 導通，變壓器將存儲的能量傳送到負載。驅動信號時序如圖1（b）所示。在實際電路中，為了避免初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 同時導通，Q 的關斷時刻和SR 導通時刻之間應有延遲；同樣Q 的導通時刻和SR 的關斷時刻之間也應該有延遲。
圖1 同步整流反激變換器
2 同步整流管的驅動
SR 的驅動是同步整流電路的一個重要問題，需要合理選擇。本文采用分立元件構成驅動電路，該驅動電路結構較簡單、成本較低，適合寬輸入電壓范圍的變換器，具體驅動電路如圖2 所示。SR 的柵極驅動電壓取自變換器輸出電壓，因此使用該驅動電路的同步整流變換器的輸出電壓需滿足SR 柵極驅動電壓要求。
圖2 驅動電路
該驅動電路的基本工作原理：電流互感器T2 與次級同步整流管SR 串聯在同一支路，用來檢測SR 的電流。當有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側感應出電流，該電流通過R1 轉變成電壓，當電壓值達到并超過晶體管Q1 的發射結正向電壓時，Q1 導通，達到二極管VD 導通電壓時，VD 導通對其箝位。晶體管Q1 導通后，輸出電壓通過圖騰柱輸出電路驅動SR 開通。當SR 中的電流在電流互感器二次側電阻R1 上的采樣電壓降低到Q1 的導通閾值以下時，Q1 關斷，SR 關斷。
圖中同步整流管驅動電路各元件的功能說明如下：
SR 為同步整流管，用來代替整流二極管；
T2 為電流互感器，用來檢測通過SR 的電流，當有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側感應出電流；
R1 用來將互感器二次側感應出的電流轉變成電壓，同時R1 的值決定同步整流管開通和關斷時電流互感器二次側電流大小；
C1 和二極管VD 用來對互感器二次側的電壓進行濾波和箝位；
偏置電阻R2，下拉電阻R3 和晶體管Q1 構成開關電路，利用Q1 的飽和截止，實現同步整流管SR 的導通和關斷；
Q2 和Q3 構成圖騰柱輸出電路，提供足夠大的電流，使SR 柵源極間電壓迅速上升到所需要值，保證SR 能快速開通。同時為SR 關斷時提供反向抽取電流回路，加速SR 關斷。
3 同步整流反激變換器的設計
3.6 反饋電路設計
反饋電路采用TL431 配合光耦PC817 作為參考、隔離、取樣，電路中將UC3842 內部的誤差放大器反向輸入端2 腳直接接地，PC817 的三極管集電極直接接在誤差放大器的輸出端1 腳，跳過芯片內部的誤差放大器，直接用1 腳做反饋，然后與電流檢測輸入的第3 腳進行比較，通過鎖存脈寬調制器輸出PWM 驅動信號。當輸出電壓升高時，經電阻R5，R6 分壓后輸入到TL431 的參考端的電壓也升高，此時流過光耦中發光二極管的電流增大，PC817三極管集電極電流增大，三極管集射級電壓減小，UC3842 的6 腳輸出驅動信號的占空比變小，于是輸出電壓下降，達到穩壓的目的。反之亦然，使輸出保持恒定，不受輸入電壓或負載變化的影響。
TL431 參考輸入端電壓ref U 為2.5V，電流為1.5μA，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響，通常取流過電阻R6 的電流為參考輸入端電流的100 倍以上，所以:
根據TL431 的特性，R5、R6、Uref 和 U o有固定的關系：
PC817 三極管集電極電流Ic 受發光二極管正向電流If 控制，由PC817 技術手冊知，當二極管正向電流If 在5mA 左右變化時，Ic 和If 具有很好的線性關系，三極管的集射電流Ic在5mA 左右變化。所以:
式中Uvref 為芯片8 腳電壓5V， U comp 為芯片1 腳電壓，計算時取系統穩定時1 腳電壓最大值。
TL431 正常工作時需要陰極至陽極電壓Uka 大于2.5V，PC817 二極管正向導通壓降Uf為1.2V。所以:
經過計算及仿真調試，得到反饋電路的阻容參數。取R6 為1KΩ，R5 為3.8KΩ，R8 為1KΩ，R9 為120Ω，R7 為150KΩ，C4 為1nF。
4 仿真分析與結論
應用 Saber 仿真軟件對本文設計的同步整流反激變換器進行仿真。圖4 為輸入電壓200V，滿載時，初級MOS 管Q、次級同步整流管SR 驅動信號和次級電感電流波形。由圖可見，Q 關斷后，SR 經過很短的延遲后就開通，次級電感電流降至接近零時，SR 關斷。圖5 為輸入電壓100V、200V、250V、300V 和375V，滿載條件下，分別采用同步整流和二極管整流時，系統效率的分布圖。
仿真結果與本文對同步整流反激變換器和同步整流管驅動電路的工作原理分析一致。同時仿真結果證明，該驅動電路可以很好實現同步整流功能，采用同步整流技術可以較好提高傳統反激變換器的效率。輸入電壓100V，滿載時，變換器效率最高為87.7%。
圖4 Ugs（Q），Ugs（SR），is 的波形
圖5 系統效率的分布圖