如今，基帶電路的可編程已不是太大問題，但實現一個多頻帶多制式的射頻前端卻仍面臨很大挑戰。直到最近，人們還認為解決這個問題的方法是使用一排射頻 MEMS開關，在幾種不同的射頻前端之間進行切換。隨著一些公司開發可編程的多頻帶多標準的射頻收發器IC，人們的觀點正在改變。
另一方面，射頻MEMS仍然受到可靠性問題的困擾，而可編程射頻硅解決方案正在為OEM廠商和系統設計師們提供真正的好處，尤其體現在家庭基站這類應用中。
應用背景
家庭基站的未來取決于一系列關鍵挑戰的解決程度，這些挑戰例如功能性和成本等。還有像定時/同步，無線干擾以及從傳統的宏蜂窩基站單元到家庭基站的切換等問題，都將影響家庭基站射頻部分的設計和實現。多頻段和多標準為本來就較長的供應鏈進一步增加了復雜性。
上述挑戰在為家庭基站增添更多功能的時候將會出現，如為了接收像位置和定時這類信息時，向家庭基站添加的對附近的宏蜂窩基站單元的廣播信道進行偵聽的偵聽模式。這些廣播信道采用的可能是任意一種通用調制方案，不一定與家庭基站收發器所用的調制方式一致。為了將成本降至最低，并將家庭基站中的元器件數量降到最少，如果能夠將主收發器的無線資源借過來實現偵聽功能是最好不過的了。為了確保收發器不僅能夠工作在一系列不同的頻段上，而且還要能夠處理不同的調制制式，同時為了滿足進取的價格點還不能增加過多的輔助電路，這就需要一系列的設計考慮。
倘若可編程收發器具備足夠的頻率捷變能力，就無需隨著標準和地域的不同而要求與之對應的專用收發器芯片。這種芯片能夠被迅速和簡便地重新編程，來適應不同的網絡配置、帶寬、數據傳輸率以及制式。
本文所提出的概念基于的是一個完全可配置的接收機，該接收機可以適用于主要的一些調制制式，并具有多路寬帶低噪聲放大器(LAN)輸入，允許直接連接到多達3個接收頻段的濾波器上，能夠實現到偵聽模式的無縫轉換，而無需增添額外的接收機鏈路。該設計還允許下行鏈路在接收機獨立工作的同時繼續其自身廣播信道的發射。
家庭基站具有獨特的特性，它們是安裝在終端用戶家庭中的、必須能夠與現有無線基礎設施無縫連接的無線基礎設備。一旦通電后，家庭基站必須能夠根據其周邊的宏蜂窩環境進行自配置。因此，它必須能夠偵聽其自己的宏蜂窩網絡以及可能出現的其他頻率以及調制制式。
該網絡偵聽模式要求家庭基站采用基于現有的單頻和標準收發器方案的多路接收機通道/IC。隨著沒有器件可以利用的新頻段的發布，使得問題變得更加復雜。
偵聽自身下行鏈路
干擾控制是家庭基站研發成功與否的關鍵，而能夠偵聽自身的下行鏈路的要求對收發器提出了下列需求：
* 接收機鏈路能夠工作在下行頻段上
* 在選定偵聽模式時下行鏈路濾波器需切換到接收機輸入上
在能夠覆蓋所有頻段的偵聽模式中靈活性是理所當然的需求。在對同一頻段進行偵聽時，要利用現有的用于發射機的天線濾波器時也必須謹慎。由于家庭基站中功率電平較小，也許可以通過增加低成本的RF開關，使得在需要時，可以將發射通道濾波器用于接收機通道，見圖1。
圖1：接收機通道共享發射通道濾波器
如果限制該系統只能使用一個單接收機通道來實現，則在接收機主通道上還需要增加一個開關，如圖1所示，這將對接收性能帶來如下一些不利影響：
* 開關的插入損耗將使接收靈敏度降低(大約0.5dB)
* 發射鏈路和接收鏈路之間的雙工隔離度指標要求大于45dB，因此開關的隔離度決定著發射鏈路和接收鏈路之間的隔離度(約為2*20dB=40dB)
而這些問題都是無法克服的，因為任何元器件的增添都將會增加成本和復雜度。通過在收發器IC中采用額外的接收機通道輸入，從而可以使下行偵聽通道能夠與接收機主通道保持分離，因而消除了已知的風險，并減少了元器件數量。
附加網絡偵聽模式
除了上述需要偵聽自身的下行鏈路外，家庭基站還需要以與自身相同的頻率和調制制式來偵聽宏蜂窩的下行鏈路，另外，家庭基站也可能會被放置在無法實現這類功能的地方。因此，期望能夠從其他的調制制式和頻段獲取網絡信息。因此，需要對偵聽模式通道提出更進一步的需求，主要是它必須能夠處理不同的調制制式 (最常見的就是GSM)以及距離主收發器工作頻段8倍頻程或者更遠的工作頻率。
寬帶操作
多頻段收發器通常采用多個低噪聲放大器，調整每個放大器使之用來處理不同的RF頻段，但是，在家庭基站市場中，由于部署的地理位置的限制，要求偵聽模式所用的頻率保持靈活性。能夠覆蓋歐洲主要國家和美國的各個頻段的最基本的一組接收頻率為：
* 主接收機
o WCDMA(頻段I，US頻段class 6)，上行–1920～1980MHz
o WCDMA(頻段V，US頻段class 0)，上行–824～849MHz
* 偵聽模式
o WCDMA(頻段I，US頻段class 6)，下行-2110～2170MHZ
o WCDMA/GSM850(頻段V，US頻段class 0)，下行–869～894MHz
o GSM900(頻段VII，US頻段class 9)，下行–925～960MHz
o GSM1800頻段III，US頻段class 8)，下行–1805～1880MHz
o GSM1900(頻段II，US頻段class 1)，下行–1930～1990MHz
顯然，通過為每個頻段增加接收機輸入來提供一個具有足夠靈活性的系統是不現實的，因為將來還可能啟用其他一些頻段。另外，如果這樣的話，收發器IC所增加的硅片和引腳數量(由此引發的封裝成本)所導致的成本將開始占據主導地位。
對于主通道接收機來說，人們期望通過調整低噪聲放大器來實現性能的提升，但對于偵聽模式(該模式通常只是偵聽本地附近的宏蜂窩網絡的廣播信道)來說，允許噪聲系數指標略為低一些，這是因為下面的一些原因：
* 偵聽模式接收機只需要滿足移動接收靈敏度電平
* 偵聽模式下發射機是關閉的，因此沒有發射機噪聲所引起的影響
* 在接收機通道中不需要采用額外的濾波器來抑制發射信號(因此射頻前端的損耗較小)
因此，最理想的解決方案是：為接收機主通道提供一個高性能的接收機輸入來執行特定的主通道信號接收任務，而另外采用一個低噪聲寬帶放大器來實現所有頻段的偵聽模式。
調制，GSM接收
由于GSM信號為窄帶信號，所提供的編碼增益較小，所以需要低噪聲的接收機。在零中頻接收機中，特別容易受到IP2互調失真的影響。而像WCDMA，LTE以及WiMAX這類的寬帶調制解決方案，不容易受到這類失真的影響，因而使得相應的零中頻接收機比較簡單。
在零中頻接收機中，通過重新調整本振(LO)信號，對一些低中頻提供補償，并采用I支路和Q之路來構成鏡像抑制接收機，這樣，就有可能將WCDMA零中頻接收機鏈路適用于GSM的低中頻接收鏈路。
對于專用于有用信號的高端和低端兩側的抑制器來說，中頻本身以及中頻濾波器帶寬的選擇都是非常重要的。這樣，可以使中頻頻率較高，從而可以遠離能夠使需要抑制的、RF附近的頻率分量通過變頻處理后剛好落入到中頻級低通濾波器帶寬內的DC IP2互調產品。
中頻頻率可以選用400kHz到600kHz之間的某一頻率。采用一個帶寬為600-800kHz左右的低通濾波器(LPF)是理想的，能夠確保ADC轉換后的信號沒有損失地通過該低通濾波器。
圖2：采用了最大抑制指標的移動臺實例
圖2中例子根據GSM900移動臺的要求，采用了最大的抑制指標，具體如下：
抑制電平=-23dBm@1.6MHz
有用信號=-99dBm
IP2處的Rx輸入=35dBm
低中頻=500kHz
Rx IF BW="750kHz"
根據上述可以看到，在基帶下變頻并進行濾波后，有用信號可以得到恢復，恢復后的信噪比為SNR>10dB，這在基帶處理中就足以實現可靠的解調。
在基帶處理中，由于處理單邊帶低中頻下變換所需的開銷較小，因而WCDMA和GSM兩種接收模式能夠共享相同的接收機硬件資源。為了實現資源的復用，接收機必須具有足夠的線性度和壓縮比，以避免在具有阻塞信號時產生失真，另外，還需具有射頻頻率捷變能力，以及上述的中頻濾波器帶寬可選擇能力。
方案實現
由Lime Microsystems公司所開發的一款收發器IC具有375MHz到4GHz的頻率工作范圍，可以覆蓋3GPP所規定的所有頻段。另外，該芯片還提供 2個發射輸出，兩個主接收機輸入，還有一個專為前面所述的偵聽模式而優化的寬帶接收機輸入。Lime Microsystems公司所開發的這款收發器IC如圖3和圖4所示。
圖3：用于目標頻段并具有最低材料成本的最小系統實現方案。
圖4：Lime Microsystems公司的收發器配置
由于該收發器不再需要增加外圍電路來實現所需的靈活度，而且提供了現有設計模塊的復用，因而它不僅為針對某個單一市場的單頻系統(例如，用于歐洲的 WCDMA頻段I)，也為能夠通過動態配置來適用于任意一個蜂窩頻段的多頻段、多制式系統提供了具有成本效益的解決方案。
總結
一個低成本的、具有足夠寬的頻率范圍的、具有帶寬選擇靈活性的、以及具有足夠線性度的單接收機通道，可以由WCDMA和GSM接收機通道共享。由于能夠在多個標準和多個制式之間共享一些硬件資源，從而成為實現收發器連接的最佳解決方案。
將一個低成本的單接收機通道用于多種接收模式，減少了對多路接收機器件(無論是分立器件還是集成到單芯片上)、多個本振、濾波器的需求，ADC也可以復用，從而大大節省了元器件數量，進而降低了硅片成本。