0 引言
電磁兼容（ Electromagnetic Compatibility，EMC）是指電子設(shè)備或系統(tǒng)在電磁環(huán)境下能正常工作，且不對該環(huán)境中任何事物構(gòu)成不能承受的電磁騷擾的能力。它包括電磁干擾（EMI）和電磁敏感（EMS） 兩方面。由于開關(guān)電源中存在很高的di /dt 和du /dt，因此，所有拓撲形式的開關(guān)電源都有電磁干擾的問題。目前克服電磁干擾的技術(shù)手段主要有：在電源的輸入、輸出端設(shè)置無源或有源濾波器，設(shè)置屏蔽外殼并接地，采用軟開關(guān)技術(shù)和變頻控制技術(shù)等。
開關(guān)電源中，EMI 產(chǎn)生的根本原因在于存在著電流、電壓的高頻急劇變化，其通過導(dǎo)線的傳導(dǎo)，以及電感、電容的耦合形成傳導(dǎo)EMI。同而電流、電壓的變化必定伴有磁場、電場的變化，因此，導(dǎo)致了輻射EMI。本文著重分析變壓器中共模傳導(dǎo)EMI 產(chǎn)生的機理，并以此為依據(jù)，闡述了變壓器中不同的屏蔽層設(shè)置方式對共模傳導(dǎo)EMI 的抑制效果。
1 高頻變壓器中傳導(dǎo)EMI 產(chǎn)生機理
以反激式變換器為例，其主電路如圖1 所示。
開關(guān)管開通后，變壓器一次側(cè)電流逐漸增加，磁芯儲能也隨之增加。當開關(guān)管關(guān)斷后，二次側(cè)整流二極管導(dǎo)通，變壓器儲能被耦合到二次側(cè)，給負載供電。
圖1 反激變換器
在開關(guān)電源中，輸入整流后的電流為尖脈沖電流，開關(guān)開通和關(guān)斷時變換器中電壓、電流變化率很高，這些波形中含有豐富的高頻諧波。另外，在主開關(guān)管開關(guān)過程和整流二極管反向恢復(fù)過程中，電路的寄生電感、電容會發(fā)生高頻振蕩，以上這些都是電磁干擾的來源。開關(guān)電源中存在大量的分布電容，這些分布電容給電磁干擾的傳遞提供了通路，如圖2 所示。圖2 中，LISN 為線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)，用于線路傳導(dǎo)干擾的測量。干擾信號通過導(dǎo)線、寄生電容等傳遞到變換器的輸入、輸出端，形成了傳導(dǎo)干擾。變壓器的各繞組之間也存在著大量的寄生電容，如圖3 所示。圖3 中，A、B、C、D 4 點與圖1 中標識的4點相對應(yīng)。
圖2 反激式開關(guān)電源寄生電容典型的分布
圖3 變壓器中寄生電容的分布
在圖1 所示的反激式開關(guān)電源中，變換器工作于連續(xù)模式時，開關(guān)管VT 導(dǎo)通后，B 點電位低于A 點，一次繞組匝間電容便會充電，充電電流由A 流向B;VT 關(guān)斷后，寄生電容反向充電，充電電流由B 流向A。這樣，變壓器中便產(chǎn)生了差模傳導(dǎo)EMI。同時，電源元器件與大地之間的電位差也會產(chǎn)生高頻變化。由于元器件與大地、機殼之間存在著分布電容，便產(chǎn)生了在輸入端與大地、機殼所構(gòu)成回路之間流動的共模傳導(dǎo)EMI 電流。
具體到變壓器中，一次繞組與二次繞組之間的電位差也會產(chǎn)生高頻變化，通過寄生電容的耦合，從而產(chǎn)生了在一次側(cè)與二次側(cè)之間流動的共模傳導(dǎo)EMI 電流。交流等效回路及簡化等效回路如圖4所示。圖4 中：ZLISN為線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗；CP為變壓器一次繞組與二次繞組間的寄生電容；ZG為大地不同點間的等效阻抗；CSG為輸出回路與地間的等效電容；Z 為變壓器以外回路的等效阻抗。
圖4 變壓器中共模傳導(dǎo)EMI 的流通回路
2 變壓器中共模傳導(dǎo)EMI 數(shù)學(xué)模型
以圖3 所示的變壓器為例，最上層一次繞組與二次繞組間的寄生電容最大，是產(chǎn)生共模傳導(dǎo)EMI 的主要原因，故以下主要分析這兩層間分布電容對共模傳導(dǎo)EMI 的影響，忽略變壓器其他繞組對共模傳導(dǎo)EMI 的影響。
設(shè)一次繞組有3 層，每層m 匝，二次繞組僅一層，為n 匝。當變壓器磁芯中的磁通發(fā)生變化，便會同時在一次側(cè)和次級產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。根據(jù)疊加定理，可認為這是僅一次繞組有感應(yīng)電動勢、二次繞組電動勢為零和僅二次繞組有感應(yīng)電動勢、一次繞組電動勢為零兩種情況的疊加。僅一次繞組有感應(yīng)電動勢、二次繞組電動勢為零的情況如圖5 所示。圖5 中：e1為每匝一次繞組的感應(yīng)電動勢；C1x為一匝最外層一次繞組與二次繞組間的寄生電容。
圖5 僅一次繞組有感應(yīng)電動勢的情況
在此情況下，由一次側(cè)流向次級的共模電流為：
在僅二次繞組有感應(yīng)電動勢、一次繞組電動勢為零的情況如圖6 所示。圖6 中：e2為每匝二次繞組的感應(yīng)電動勢；C2x為一匝二次繞組與一次繞組最外層間的寄生電容。
圖6 僅二次繞組有感應(yīng)電動勢的情況
在此情況下，由次級流向一次側(cè)的共模電流為：
根據(jù)疊加原理，可得在一次側(cè)最外層繞組和次級間流動的共模電流：
3 屏蔽繞組抑制共模傳導(dǎo)EMI 原理
根據(jù)圖3 所示的結(jié)構(gòu)。繞制變壓器，并在交流整流濾波后增設(shè)13 mH 差模濾波電感和6. 8差模濾波電容，對開關(guān)電源進行傳導(dǎo)EMI 測試，結(jié)果如圖6 所示。由圖6 可見，傳導(dǎo)EMI 非常嚴重，不能通過電磁干擾測試。在交流整流前增設(shè)35 mH 共模濾波電感，傳導(dǎo)EMI 測試結(jié)果如圖7 所示，產(chǎn)品即可通過測試。比較測試結(jié)果可得出：在圖3 所示的電路中，主要是由于大量共模傳導(dǎo)EMI，才使電源不能通過電磁干擾測試。
圖7 變壓器內(nèi)部不設(shè)置屏蔽的傳導(dǎo)EMI 測試結(jié)果
去掉共模濾波電感，在變壓器中增設(shè)一次側(cè)屏蔽繞組如圖8 所示，并將E 與A 點（電容Cin正極）相連。此時，一次側(cè)屏蔽繞組代替了原一次繞組的最外層，假設(shè)一次側(cè)屏蔽繞組與二次繞組間的寄生電容與原變壓器一次側(cè)最外層繞組與二次繞組的寄生電容相同，則：
圖8 變壓器內(nèi)部不設(shè)置屏蔽在電路中增設(shè)共模濾波電感的傳導(dǎo)EMI 測試結(jié)果
由式（4） 可知：在電路工作情況不變的狀況下，共模電流i1的第一項減小為原來的1 /（2m +1），故傳導(dǎo)EMI 減小了，測試結(jié)果如圖9 所示。
由于在共模傳導(dǎo)EMI 的模型中輸入濾波電容Cin是短路的，因此，若將E 與電容Cin負極相連，屏蔽繞組對傳導(dǎo)EMI 的抑制效果與E 點、A 點相連的情況是一致的，測試結(jié)果如圖10 和圖11 所示。
圖9 變壓器內(nèi)部增設(shè)一次側(cè)屏蔽繞組
圖10 變壓器內(nèi)部設(shè)置一次側(cè)屏蔽繞組并將出線與輸入濾波電容正極相連的傳導(dǎo)EMI 測試結(jié)果
圖11 變壓器內(nèi)部設(shè)置一次側(cè)屏蔽繞組并將出線與輸入濾波電容負極相連的傳導(dǎo)EMI 測試結(jié)果
在變壓器內(nèi)部再增設(shè)次級屏蔽繞組如圖12所示，并將E 點與A 點相連，將F 點與C 點相連，此時，一次側(cè)屏蔽繞組與次級屏蔽繞組的感應(yīng)電動勢和寄生電容分布情況是基本一致的，近似有：
式（5）中：Cx為一側(cè)屏蔽繞組與另一屏蔽繞組間的寄生電容值。結(jié)合式（3） 可知，通過兩屏蔽繞組耦合的共模電流近似為零，但一次側(cè)與次級屏蔽繞組不可能完全一致，因此，屏蔽繞組之間仍會有共模干擾電流，但得到了極大的衰減，測試結(jié)果如圖13 所示。
圖12 變壓器內(nèi)部設(shè)置一次側(cè)屏蔽繞組和次級屏蔽繞組
圖13 變壓器內(nèi)部設(shè)置2 層屏蔽繞組的傳導(dǎo)EMI 測試結(jié)果
如果將2 層屏蔽繞組換為2 層屏蔽銅箔，由于兩層屏蔽銅箔感應(yīng)電動勢和寄生電容分布的分布更為相似，因此，對共模傳導(dǎo)電流就有更好的抑制效果，測試結(jié)果如圖14 所示。
圖14 變壓器內(nèi)部設(shè)置兩層屏蔽銅箔的傳導(dǎo)EMI 測試結(jié)果
理論及試驗結(jié)果均表明：在變壓器中增加屏蔽層，可以對共模傳導(dǎo)EMI 起抑制作用，尤以兩層銅箔的屏蔽效果最好。具體設(shè)計中，可根據(jù)電源共模傳導(dǎo)EMI 的嚴重程度來選擇相應(yīng)的屏蔽措施。
由于各類變換器中產(chǎn)生共模傳導(dǎo)EMI 的機理是相同的，所以，上述共模傳導(dǎo)干擾的模型和屏蔽層的設(shè)計方法同樣適用于其他拓撲。
4 結(jié)語
由于開關(guān)電源輸入、輸出側(cè)與大地之間存在著電位差的高頻變化，是造成共模EMI 的根本原因。理論分析和試驗結(jié)果表明，在一次繞組與二次繞組之間設(shè)置屏蔽繞組或屏蔽銅箔，可以抑制一次側(cè)與次級之間的共模電流，減少共模傳導(dǎo)EMI。