引言
超聲波電機(USM)具有能夠直接輸出低轉速大力矩，瞬態響應快(可達ms量級)、定位精度高(可達nm量級)，無電磁干擾等諸多優點。USM的運行需要有兩路具有一定幅值，相位上正交(或可調)，頻率在20 kHz以上的高頻交流電源。驅動信號" title="驅動信號">驅動信號源的幅值、頻率及相位直接影響USM的性能。為便于USM的性能測試及研究，需要提供一種在幅值、頻率、相位上均可調的測試電源。以往的超聲波驅動器多采用分立器件構成如文獻，其電路結構復雜。文獻雖然改用FPGA或CPLD生成，但所生成的信號頻率變化是不連續的。文獻是用單片機和專用的DDS芯片，存在抗干擾性差，可靠性低的弊端。
本文介紹了基于DLL數字頻率直接合成技術(DDS)用ALTERA公司的FPGA器件和VHDL語言編程，按相位累加的方法產生兩相四路頻率相位可調的高頻PWM信號，經過驅動電路、光耦隔離電路作為外部功率控制電路H橋的四個閘門驅動信號，H橋主回路接入的是對市電經調壓、隔離、整流及濾波后的直流電。由閘門驅動信號對該直流電進行通斷控制，形成可調幅值、頻率、相位差的兩相高頻PWM波的交流信號，再經外加電感平滑，將PWM波信號變成類正弦波信號，實現對USM的性能測試。
1 功率控制電路
如圖1所示，加于USM的A、B兩相交流信號是由FPGA產生的四路脈沖信號控制MOS管開關對整流濾波后直流電進行通斷控制，在圖1所示H橋逆變器的作用下，將直流電逆變為與逆變器開關頻率相同的矩形波" title="矩形波">矩形波交流電，經串聯電感平滑，就得到了USM所需的兩相高頻類正弦波信號。該信號可由主回路的調壓器調節幅值，A、B兩相的相位差取決于H橋兩側閘門驅動信號的相位差，即閘門S1與S2(或S3與S4)驅動信號的相位差。同側橋臂不能同時導通，以避免大電流通過MOS開關管而損壞開關管，理論上同側的兩個控制信號應該相位互補，實現推挽輸出，考慮到開關器件的延時特性，該信號開啟閘門時要有一定的延時，即死區時間。鑒于以上分析及USM性能測試的需求，閘門控制信號應具有頻率、相位、死區時間均可調的占空比" title="占空比">占空比大于50％的PWM高頻波。
2 PWM調頻調相" title="調頻調相">調頻調相高頻信號的產生
參考文獻的DDS設計，將一個周期的矩形波幅值進行2n等分后按順序存于一個表格中，用高頻時鐘fclk依次按表中地址順序讀取其數據(幅值)。利用相位累加器可以每隔M個地址，讀一個幅值信息。矩形波頻率正比于輸入時鐘頻率和相位增量M之積，即為基頻時鐘fclk／2n的M倍。通過調節步距M(頻率控制字)可調節信號的頻率。調節首次所讀ROM表的地址，可調節矩形波的相位，稱該調節參數為相位控制字。若ROM查找表中0，1各占一半則可得到頻率、相位連續可調的方波信號；改變表中1的比例，就會得到不同脈寬的矩形波。若能從外部調節1的比例，就生成了一路頻率、相位、占空比可調的PWM信號。由于表中只有兩種數O和1，且均連續出現，因而可用比較器替換ROM表，將原來的地址發生計數器的計數值劃分為2部分，一部分對輸出信號清零，另一部分對其置1。2種方案相比，后者大大節約了FPGA資源。RTL級原理圖如圖2所示。
程序設計中的FWORD[16．．O]為原理描述中的頻率控制字M，連接于32位計數器F32[32．．6]，其輸出信號FOUT的頻率按如下公式計算FFOUT=fclk／222·FWORD，頻率分辨率為Fmin=25fclk／222，最大輸出頻率為Fmax=Fmin FWORDmax。當系統頻率fclk=50MHz時，Fmin=0．745 Hz，Fmax=97．648 kHz，即輸出頻率可在O．7～97．6 Hz之間調節。相位控制字為9位，輸出信號FOUT的相位可按如下公式計算：POUT=360°／2°×PWORD，最小分辨率為360°／2°=0．7°。DIEIN[8．．O]為占空比(死區)調節控制字輸入，占空比按計算公式：(29-DIEIN)／210x1 00％，最大占空比為50％，最小接近于O，占空比的調節以使圖一H橋同側的兩個MOS管剛好不同時導通為度(故占空比不能大于50％)，占空比太小會使整個系統轉換效率降低。
以單相調頻調相PWM信號設計作為底層元件，利用VHDL的結構化描述方式(例化語句)，按相位要求將4個單相調頻調相信號DDS元件設置成不同相位來實現。相位字PWORD為9位，U0：PWORD=O，初始相位=0；U2：PWORD=“100000000”，初始相位為180°；U1元件的初始相位PWOR-D，U2元件的初始相位為PWORD+“00000000”，這就實現了UO和U1相位差為PWORD，U0和U2，U1和U2相位差各為180°，從而實現四路調頻調相PWM信號設計。
通過調節FWORD、PWORD及DIEIN來分別調節四路輸出信號的頻率、相位差、四路輸出信號的占空比。仿真結果如圖3所示。由仿真圖可知超前90°和滯后90°得到的四路相序正好相反，若用其驅動圖1的4個開關，得到兩相互差90°的信號，一個為A相超前于B相，另逐個為A相滯后于B向。用其驅動USM，在不改變電機連線的情況下，通過調節相位差PWORD，方便的實現電機的旋轉方向控制。
3 實驗測試
將上述四路控制信號下載于FPGA中，再經過資料介紹的驅動隔離模塊后施加于圖1的功率控制電路，通過示波器測得USM的A、B兩相波形如圖4所示。將上述電路獲得的信號應用于USM45超聲波電機的驅動中，該電機所要求的驅動信號頻率為45．8 kHz，相位差為90°，峰峰值可達300 V。將其頻率控制字設定為FWORD=x0F000，相位控制字為PWORD=x180(或x080)，死區時間DIEIN=x33～xFF之間調整，成功地驅動了USM 45電機。運行10 min左右，電機轉速下降，通過將FWORD調小至xED00，即信號頻率為45．2 kHz時，電機速度又上升到開始時的值(65轉／mi n)。超聲波電機一般工作在定子導納2頻率特性的諧振和反諧振點之間。隨電機運行溫度的升高，導致諧頻率和反諧振頻率約有1．4 kHz的變化。由于USM45電機功率小，額定功率只有2 W，且是空載測試，因而溫升較小，諧振頻率的變化也較小(只有大約0．6 kHz的變化)。
4 結語
由FPGA按照相位累加振蕩器的方法產生的四路調頻、調相PWM信號，具有較高頻率分辨率，在保持相位連續的前提下，能實現快速頻率切換。該信號不但在外部的逆變電路作用下，成功地對USM45電機進行了驅動和測試，還可通過外加專用的L298N型驅動芯片方便地應用于步進電機和直流電機的驅動以及步進電機的調頻調速和直流電機的PWM調速。