目前許多高性能ADC設(shè)計(jì)均采用差分輸入。全差分ADC設(shè)計(jì)具有共模抑制性能出色、二階失真產(chǎn)物較少、直流調(diào)整算法簡單的優(yōu)點(diǎn)。盡管可以單端驅(qū)動(dòng)，但全差分驅(qū)動(dòng)器通?？梢詢?yōu)化整體性能。

差分設(shè)計(jì)固有的低二階失真產(chǎn)物如下所示。失真產(chǎn)物可以通過將電路傳遞函數(shù)表達(dá)為冪級(jí)數(shù)來建立模型。

進(jìn)行輸出一般擴(kuò)展并假設(shè)放大器匹配，我們得到：



采用差分輸出：



其中k1、k2和k3為常數(shù)。

二次項(xiàng)引起二階諧波失真，三次項(xiàng)引起三階諧波失真，如此等等。在一個(gè)全差分放大器中，奇數(shù)階項(xiàng)保留極性，而偶數(shù)階項(xiàng)則始終為正。當(dāng)采取差分時(shí)，偶數(shù)階項(xiàng)如等式3所示消除。三階項(xiàng)不受影響。

差分輸入ADC的一種最常用驅(qū)動(dòng)方法是使用變壓器。不過，因?yàn)轭l率響應(yīng)必須延伸至直流，許多應(yīng)用無法使用變壓器來驅(qū)動(dòng)。這類情況就需要使用差分驅(qū)動(dòng)器。在ADC前面需要明顯信號(hào)增益的情況下，差分放大器提供一種不錯(cuò)的解決方案。盡管提供"無噪聲"電壓增益，但匝數(shù)比大于2的變壓器一般為帶寬和失真問題所困擾，在中頻時(shí)尤為明顯。

圖1所示為驅(qū)動(dòng)ADC而優(yōu)化的AD813x和ADA493x系列全差分放大器框圖。圖1A顯示內(nèi)部電路細(xì)節(jié)，而圖1B顯示等效電路。增益由外部電阻RF和RG設(shè)定，共模電壓由VOCM引腳上的電壓設(shè)定。內(nèi)部共模反饋強(qiáng)制VOUT+和VOUT–輸出保持平衡，即在兩個(gè)輸出端的信號(hào)根據(jù)等式幅值始終相等，但相位相差180°。





圖1:AD813x、AD493x差分ADC驅(qū)動(dòng)器功能框圖及等效電路。

AD813x和ADA493x用兩個(gè)反饋環(huán)路，來分開控制差分輸出電壓和共模輸出電壓。外部電阻設(shè)定的差分反饋只控制差分輸出電壓。共模反饋控制共模輸出電壓。這種架構(gòu)方便在電平轉(zhuǎn)換應(yīng)用中任意設(shè)定輸出共模電平。內(nèi)部共模反饋強(qiáng)制其等于VOCM輸入上施加的電壓，而不影響差分輸出電壓。其結(jié)果是近乎完美的平衡差分輸出，在寬廣的頻率范圍內(nèi)其幅度完全相同，相位相差180°。該電路可配合差分或單端輸入使用，且電壓增益等于RF與RG之比。

該電路可使用圖2中所歸納的假設(shè)和程序來分析。如同運(yùn)算放大器電路直流分析的情況，我們可以先假設(shè)流入反相和同相輸入的電流為零(即輸入阻抗相對反饋電阻值較高)。第二個(gè)假設(shè)為反饋強(qiáng)制同相和反相輸入電壓相等。第三個(gè)假設(shè)為輸出電壓相位相差180°并在VOCM兩側(cè)對稱。


圖2:差分放大器電平分析

即使外部反饋網(wǎng)絡(luò)(RF/RG)不匹配，內(nèi)部共模反饋環(huán)路仍將強(qiáng)制輸出保持平衡。每個(gè)輸出端的信號(hào)幅度保持相等，相位相差180°。輸入到輸出的差模增益變化與反饋的不匹配成比例，但輸出平衡不受影響。外部電阻的比例匹配誤差會(huì)導(dǎo)致電路抑制輸入共模信號(hào)的能力降低，非常類似于使用常規(guī)運(yùn)算放大器制成的四電阻差動(dòng)放大器。

而且，如果輸入和輸出共模電壓的直流電平不同，匹配誤差會(huì)導(dǎo)致一個(gè)細(xì)小的差模輸出失調(diào)電壓。對于G = 1,具有一個(gè)地基準(zhǔn)輸入信號(hào)且針對2.5 V設(shè)定輸出共模電平的情況，如果使用1%容差電阻，則可產(chǎn)生高達(dá)25 mV的輸出失調(diào)(1%共模電平差)。由于2.5 V電平轉(zhuǎn)換，1%容差的電阻將導(dǎo)致一個(gè)約40 dB的輸入CMR(最差情況)、25 mV的差模輸出失調(diào)(最差情況)，不會(huì)對輸出平衡誤差造成明顯惡化。

如圖2所示電路的有效輸入阻抗(在V IN+和V IN–端)取決于放大器是由單端信號(hào)源驅(qū)動(dòng)，還是由差分信號(hào)源驅(qū)動(dòng)。對于平衡差分輸入信號(hào)，兩個(gè)輸入端(V IN+和V IN– )之間的輸入阻抗(R IN,dm )為：



若為單端輸入信號(hào)(例如，若V IN–接地，輸入信號(hào)接入V IN+ )，輸入阻抗則為：



該電路的單端輸入阻抗高于作為反相放大器連接的常規(guī)運(yùn)算放大器，因?yàn)橐恍〔糠植罘州敵鲭妷涸谳斎攵吮憩F(xiàn)為共模信號(hào)，從而部分增加了輸入電阻RG兩端的電壓。

圖3所示為AD813x差分放大器的一些可能配置。圖3A為標(biāo)準(zhǔn)配置，其中利用兩個(gè)反饋網(wǎng)絡(luò)，分別表現(xiàn)為反饋系數(shù)­1和­2.另需注意，各反饋系數(shù)可能為0與1之間的任意數(shù)。



 

圖3:差分放大器的一些配置

圖3B顯示在 V OUT–至V+之間無任何反饋的配置，即­1 = 0.在這種情況下，­2決定反饋至V–的V OUT+量值，且除了有額外的互補(bǔ)輸出外，電路類似于同相運(yùn)算放大器。因此，整體增益是同相運(yùn)算放大器的兩倍，或2 × (1 + RF2/RG2)或2 × (1/­2)。

圖3C顯示­1 = 0且­2 = 1的電路。該電路特別提供無電阻增益2.

圖3D顯示­2 = 1的電路，而­1則由RF1和RG1決定。此電路的增益始終小于2.

最后，圖3E的電路­2 = 0,除V OUT+端的額外互補(bǔ)型輸出外，極其類似于常規(guī)反相運(yùn)算放大器。

差分驅(qū)動(dòng)器/接收器應(yīng)用

AD813x/ADA493x系列也非常適用于平衡差分線路驅(qū)動(dòng)，如圖4所示，其中AD8132驅(qū)動(dòng)一根100 ?雙絞線。AD8132配置成一個(gè)增益為2的驅(qū)動(dòng)器，說明來源和負(fù)載端接電纜所引起的2倍損耗。在此配置下，AD8132的帶寬約為160 MHz.



圖4:高速差分線路驅(qū)動(dòng)器、線路接收器應(yīng)用

該線路接收器為一個(gè)AD8130差分接收器，具有一種稱為"有源反饋"的獨(dú)創(chuàng)架構(gòu)，可在10MHz時(shí)實(shí)現(xiàn)約70 dB的共模抑制。對于增益1,AD8130的3dB帶寬約為270 MHz.

AD8130利用兩個(gè)相同的跨導(dǎo)(gm)級(jí)，其輸出電流在高阻抗節(jié)點(diǎn)處加總，然后緩沖至輸出端。兩個(gè)gm級(jí)的輸出電流必須相等，符號(hào)相反，因此各自輸入電壓也必須相等，符號(hào)相反。

差分輸入信號(hào)接入其中一級(jí)(GM1)，而負(fù)反饋則如同常規(guī)運(yùn)算放大器接入至另一級(jí)(GM2)。

增益等于1 + R2/R1.GM1級(jí)因此為端接雙絞線提供一個(gè)真正平衡的輸入，以獲得最佳的共模抑制。

一系列三路驅(qū)動(dòng)器用于在5類電纜上驅(qū)動(dòng)RGB,例如AD8133、AD8134、AD8146、AD8147、 AD8148.

也可提供相應(yīng)的三路接收器，包括AD8143和AD8145.AD8123(三路)和AD8128(單路)接收器也包括可調(diào)節(jié)線路均衡。

應(yīng)用示例：ADA4937-1差分放大器驅(qū)動(dòng)AD6645 14位80/105MSPS ADC

AD813x和ADA493x系列差分驅(qū)動(dòng)器適用于直流或交流耦合應(yīng)用，其中電壓增益1至4(0 dB至12 dB)，頻率高達(dá)約100 MHz(取決于該系列的特定成員)。它們特別適合用作低失真直流耦合單端至差分轉(zhuǎn)換器以驅(qū)動(dòng)差分輸入ADC.VOCM特性可用于電平轉(zhuǎn)換雙極性信號(hào)以匹配ADC的共模輸入電壓。直流驅(qū)動(dòng)器的電路分析細(xì)節(jié)和電阻值挑選在MT-xxx中給出。還提供ADIsimDi­Amp設(shè)計(jì)工具以方便這類設(shè)計(jì)。

ADA4937-1是最新系列差分放大器之一，針對+5 V單電源特殊優(yōu)化。圖5顯示它用作一個(gè)電平轉(zhuǎn)換器以驅(qū)動(dòng)AD6645 14位80/105 MSPS ADC.(ADA4939-1是一個(gè)針對電壓增益? 2而優(yōu)化的類似器件)。



圖5:ADA4937-1在+5 V直流耦合應(yīng)用中驅(qū)動(dòng)AD6645

現(xiàn)在將在信號(hào)擺幅和共模電平方面對圖5所示電路進(jìn)行細(xì)致分析。為確保所有電壓落入器件規(guī)定的允許范圍內(nèi)，這一步必不可少。

AD6645利用一個(gè)2.2 V p-p差分信號(hào)操作，共模電壓為+2.4 V.這意味著ADA4937的每個(gè)輸出必須在1.85 V和2.95 V之間擺動(dòng)，即在+5 V單電源運(yùn)行的ADA4937-1的輸出驅(qū)動(dòng)能力范圍內(nèi)。

輸入信號(hào)因此必須在1.025 V和1.575 V之間擺動(dòng)，落入在+5 V單電源運(yùn)行的ADA4937-1的允許輸入范圍內(nèi)。

電路輸入由一個(gè)50 ­來源驅(qū)動(dòng)。在單端配置中"自舉式"輸入阻抗約為267Ω 。61.5Ω 輸入終端電阻與267Ω增益設(shè)定電阻并聯(lián)使得整體阻抗約為50 Ω。注意，228 Ω電阻是與反相輸入串聯(lián)插入的。這是為了匹配同相輸入的凈阻抗(200 Ω + 61.5 Ω||50 Ω= 200 Ω+ 28 Ω= 228Ω)。

沒有此額外28Ω匹配電阻與最初200Ω增益設(shè)定電阻串聯(lián)，不平衡源阻抗會(huì)導(dǎo)致一個(gè)不必要的差分失調(diào)電壓出現(xiàn)在輸出端上。

底部增益設(shè)定電阻從200Ω增加至228Ω需要反饋電阻增加至207Ω以便保持增益1.實(shí)際上，最近標(biāo)準(zhǔn)1%電阻會(huì)代替計(jì)算值。ADIsimDi?Amp設(shè)計(jì)工具用來方便這類設(shè)計(jì)并計(jì)算特定增益和源阻抗的所需電阻值。該工具還檢查是否違反差分放大器的輸入和輸出共模范圍限制。

ADA4937-1的輸出噪聲電壓頻譜密度只有5 nV/√Hz.該值包括反饋和增益電阻的貢獻(xiàn)并適用于G = 1.這在AD6645的輸入帶寬(270 MHz)上積分，產(chǎn)生103 V rms的輸出噪聲。這對應(yīng)于放大器所引起的77.6 dB SNR.注意，由于沒有任何外部噪聲濾波器，積分必須在ADC的完整輸入帶寬上。

AD6645的SNR為75 dB,對應(yīng)于138μV rms的輸入噪聲。由于運(yùn)算放大器(103μV)和ADC(138μV)所引起的組合噪聲為172μV,產(chǎn)生73 dB的整體SNR.

如果不需要AD6645的完整帶寬，可通過選擇適當(dāng)?shù)腃值來增加一個(gè)單極降噪濾波器。

適合中頻應(yīng)用的寬帶交流耦合ADC驅(qū)動(dòng)器

在圖6所示的示例中，我們數(shù)字分析了AD9445 14位125MSPS ADC的寬帶信號(hào)，希望盡量保留ADC輸入帶寬。因此沒有任何中間級(jí)噪聲濾波器。


圖6:AD8352 2GHz 差分放大器驅(qū)動(dòng)AD944514位 125MSPS ADC

在100 MHz時(shí)，AD9445輸入帶寬為615 MHz,SFDR為95 dBc.對于驅(qū)動(dòng)器，我們挑選了AD8352 2 GHz帶寬差分放大器，因?yàn)槠潆娮杩删幊淘鲆娣秶鸀? db至21 dB.該放大器還具有低噪聲(對于10 dB增益設(shè)置，等效輸入噪聲為2.7 nV/­Hz)、低失真(100 MHz時(shí)82 dBc HD3 )。帶寬要求的更低端約為10 MHz.

圖6所示為在寬帶應(yīng)用中利用2 GHz AD8352驅(qū)動(dòng)AD9445的最佳電路配置。巴倫將單端輸入轉(zhuǎn)換為差分以驅(qū)動(dòng)AD8352.盡管可配置AD8352以接受一個(gè)單端輸入(見AD8352數(shù)據(jù)手冊)，但如果按圖所示以差分驅(qū)動(dòng)，則獲得最佳的失真性能。選擇CD/RD網(wǎng)絡(luò)是為了優(yōu)化AD8352的三階交調(diào)性能。這些值是基于所需增益而選擇并在數(shù)據(jù)手冊中給出。

該電路對于105 MSPS采樣的98.9 MHz輸入信號(hào)產(chǎn)生83 dBc的SFDR.

G = 10時(shí)AD8352的輸出噪聲頻譜密度為8.5 nV/­Hz.由于沒有任何輸入濾波器，這必須在AD9445的整個(gè)615 MHz輸入帶寬上積分。組合放大器和ADC的SNR為67 dB.