中心議題：
解決方案：
- 射頻功率管的輸入輸出阻抗的測量實例分析
- 輸入阻抗ZX的計算
- 實例的測量結果和誤差分析
1 引 言
在設計射頻放大電路的工作中，一般都要涉及到輸入輸出阻抗匹配的問題，而匹配網絡的設計是解決問題的關鍵，如果知道網絡設計需要的阻抗，那么就可以利用射頻電路設計軟件(如RFSim99)自動設計出匹配網絡，非常方便。一般在阻抗匹配要求不很嚴格的情況下，或者只關心其他指標的情況下，可以對器件的輸入輸出阻抗作近似估計(有時器件參數的分散性也要求這樣)，只要設計誤差不大就可行。但是在射頻功率放大器的設計中，推動級和末級功率輸出的設計必須要提高功率增益和高效率，這時知道推動級和功率輸出級的輸入輸出阻抗就顯得非常重要。在功率管的器件手冊上一般都給出了在典型頻率和功率下的輸入輸出阻抗，為工程設計人員提供參考，但是由于功率管參數的分散性和工作狀態(如工作頻率、溫度、偏置、電源電壓、輸入功率、輸出功率等)發生變化的情況下，手冊上的參數就和實際情況有很大的偏差。有時候為了降低產品的功耗，必須設計出匹配良好和高效率的射頻功率放大器，這時就有必要測量功率管在特定工作條件下的輸入輸出阻抗。在測定的過程中，首選的儀器是昂貴的網絡分析儀，但是在不具備網絡分析儀的情況下，可以尋求用普通的儀器(如示波器、阻抗測試儀等)進行測量。下面介紹一種用普通測量儀器測量射頻功率管在實際工作條件下的輸入輸出阻抗的方法。
2 阻抗測量的一般方法
阻抗測量方法主要有電橋法，諧振法和伏安法3種。電橋法具有較高的測量精度，是常用的高精度測量方法，但在測量像射頻功率管這樣的有源非線性大信號工作器件的阻抗，特別是要求功率管在實際工作條件下測量有一定的困難，故電橋法難以應用。諧振法在要求射頻功率管在實際工件條件下也很難應用，主要原因是在非線性大信號下的波形已經不是正弦波。伏安法是最經典的阻抗測量方法，測量原理是基于歐姆定律，即阻抗ZX可以表示為ZX=UXejθ／IX，UX為阻抗ZX兩端壓降的有效值，IX為流過阻抗ZX的電流有效值，θ為電壓與電流的相位差。但是在射頻功率管的基極和集電極的電壓和電流均不是正弦波，所以基波的IX和θ都很難準確測出，顯然伏安法在這里有很大的局限性。這3種方法在測量射頻功率管在實際工作條件下的輸入輸出阻抗都難以應用，下面介紹一種間接測量阻抗的方法，他同時解決了濾除諧波和要求功率管在實際工作條件下測試的問題，實踐證明這種方法簡便易行。
3 傳輸函數法間接測量阻抗的方法原理
圖1中網絡HA，HB，ZX組成測試網絡，圖2中HC為其等效網絡。HA，HB為無源線性雙口網絡，起著匹配、隔離和濾波的作用，使得在bb′處能觀測到比較好的正弦波。HC的傳輸函數可以表示為：
其中，Uaa′，Ubb′為aa′和bb′處的電壓的有效值，θ為aa′和拍bb′處電壓的相位差。只要測出Uaa′，Ubb′和θ就可得到傳輸函數HC，由于HA，HB為已知線性網絡，通過計算就可求得待測阻抗ZX。
4 測試網絡的設計原則
首先，HA，HB網絡的設計應根據實際需要盡量簡潔。如果網絡比較復雜，不但增加了計算量，而且計算阻抗的誤差也會增大。
其次，HA，HB網絡元件的選擇要盡量選擇接近理想元件模型的電阻電容和電感元件，盡量少用電感元件，因為電感元件的Q值不可能做得很大，而且電感元件的實際模型比較復雜，采用實際模型時，使電路模型復雜化，這樣既增加了計算量，也增加了誤差。在使用元件之前，必須用精密阻抗儀準確測出元件參數值，在搭接電路時盡量減小分布參數的影響。
再次，在測試時必須使功率管處在正常的工作狀態，網絡處在諧振狀態或者稍偏離諧振狀態(因諧振回路Q值不大)。這樣測出的參數在特定的工作頻率和工作狀態下才有實際意義。
最后，應使接在bb′處的探頭電容盡量小，探頭的輸入電阻盡量高些，在計算時只須考慮探頭的電容，在測試前必須測出探頭電容的大小。
5 射頻功率管的輸入輸出阻抗的測量實例
射頻功率管的應用手冊上一般都有功率管在特定工作條件下的輸入輸出阻抗。在設計射頻功率放大器的時候，如果功率管工作在手冊上典型的工作狀態下，就可以直接使用手冊上提供的功率管輸入輸出阻抗參數，盡管功率管的參數有一定的分散性，但是誤差不大。如果射頻功率管的工作條件發生了變化(特別是工作頻率)，手冊上的參數就不準確了，只能起到一定的參考作用。例如日本三菱公司生產的VHF波段的射頻功率管2SC2630的輸入輸出阻抗的數據為：Zin=0.8+j1.2 Ω，Zout=1.5-j0.6 Ω，@Po=60 W，VCC=12.5 V，f=175 MHz。又如工作在VHF波段的射頻功率管2SC1971的輸入輸出阻抗的數據為：Zin=0.8+j3.2 Ω，Zout=6.2-j3 Ω，@Po=6 W，VCC=13.5 V，f=175 MHz。
在設計具體的射頻功率放大器時，一般準確知道輸入阻抗比準確知道輸出阻抗更為重要。一般情況下，為了讓射頻功率管高效地工作，都會盡量減小管子的功耗。如果讓射頻功率管集電極(或漏極)的輸出阻抗與負載阻抗相匹配，則管子的效率最高是50％，即功率管的輸出功率等于功率管的管耗，這樣的工作條件對功率管不利，除非是為了最大限度地提高輸出功率。大多數情況下是集電極負載電阻遠大于功率管的輸出阻抗，這樣就減小了管耗，提高了工作效率。另外，準確知道射頻功率管的輸入阻抗，也是為了得到前一級(推動級)匹配網絡的負載，從而設計出最佳的推動級負載網絡，或者是設計出具有特定輸入阻抗(如50 Ω，75 Ω)的輸入接口網絡。
測試時需要的設備：具有足夠輸入功率的信號源(或者自制的信號源)，雙蹤數字示波器，精密阻抗測試儀，數字電壓源等。
下面舉一例測量射頻功率管輸入輸出阻抗的實例。以射頻功率管2SC1971為例，他的工作條件是：VCC=7.2 V，Po=2 W，f=50 MHz，RL=50 Ω。為了測量功率管的輸入輸出阻抗，可以在輸入輸出端口串聯一級或者兩級雙口網絡進行測量，這些網絡同時起到匹配和濾波的作用。利用這些網絡就可以測出功率管的輸入阻抗。
下面僅說明測量射頻功率管2SC1971的輸入阻抗的具體過程，輸出阻抗的測量方法與此相似。圖3是測量2SC1971的輸入阻抗的原理圖，圖4是他的等效電路圖。R1的值設計為10 Ω左右，以減少輸入的功率，同時HA由R1組成比較簡單，便于計算，HB由L1，C1，R2組成，同時也是功率管的匹配和偏置網絡。HA，HB也可以由多級L型或Ⅱ型雙口網絡組成，只是計算量增大。經過實測采用單級L型網絡在bb′處測得的波形比較接近正弦波，測量出的結果誤差不大。
為了使功率管在電源電壓為7.2 V時輸出2 W的功率，而且管子工作在臨界狀態，則從集電極測得的基波電壓的峰峰值約為14 V，集電極的負載電阻為12.5 Ω，所以后面的兩級Ⅱ型網絡的應起到相應的阻抗變換的作用。
測量的具體操作步驟是：
(1)以射頻功率管手冊上的輸入阻抗的數據為參考(可根據經驗修改)，用射頻電路設計軟件初步設計出HA，HB網絡(這個網絡的阻抗匹配不是準確的)；
(2)在搭接電路之前用精密阻抗分析儀測出網絡中的元件參數值；
(3)調節輸入信號的功率和有關元件(如可調電容)的參數，使射頻功率管工作在要求的狀態下；
(4)用雙蹤數字示波器測出鋤aa′，bb′處的電壓的有效值Uaa′，Ubb′和兩處波形的超前和延遲時間△t；
(5)用精密阻抗分析儀重新測量可調元件的值；
(6)用編制好的程序計算ZX(下一節將給出算法)。
圖5，圖6，圖7分別是在aa′，bb′以及在功率管的基極測得的波形。由圖7可以看出在基極觀察的波形含有很多諧波分量，很難準確得出基波的幅度和相位。即使使用頻譜分析儀，只能分析出基波的幅度，但是準確得到相位很困難。由圖6可以看出這里的波形諧波的分量很小，基本上可以看作是基波了，這一級L型網絡的確起到了阻抗匹配和濾除諧波(實際上是隔離)的作用。
6 輸入阻抗ZX的計算
有了雙蹤數字示波器測得的Uaa′，Ubb′和波形超前或延遲時間△t，以及用精密阻抗儀測出的網絡的有關元件值，就可以計算待測阻抗了。
由波形超前或延遲的時間△t，得到超前延遲的相角為：
T為基波的周期，如果相位超前則△t為負，則θ為負；相位滯后則△t為正，θ為正。傳輸函數HC為：
則由式(8)就可以計算出ZX。其中C為可調電容和探頭電容的總電容。
7 實例的測量結果和誤差分析
射頻功率管2SC1971在工作條件VCC=7.2 V，Po=2 W，f=50 MHz，RL=50 Ω下，在一次實驗中測得數據為：△t=-0.96 ns(延遲)，Uaa′=4.87 V，Ubb′=2.12 V，電壓為有效值。已知元件數據為：R1=10 Ω，R2=51 Ω，C1=145 pF(包括探頭電容和可調電容)，L1=42 nH。由上面介紹的算法可以計算出ZX=6.1+j3.9 Ω。而由網絡分析儀測出的結果是：6.4+j3.5 Ω。
由測試結果可以看出，使用問接測量的方法，準確度比較高，完全能達到電路設計需要的精度要求。這些誤差的產生，主要有以下5個方面的原因：
儀器的誤差；人的讀數的誤差；電路的分布參數的影響；與姿態有關電路的電抗部分不容易測得很準，例如探頭的擺放等；由計算產生的誤差。
8 結語
本文探討了測量射頻功率管的輸入輸出阻抗的測量方法，該方法完全能在沒有網絡分析儀的情況下測量射頻功率管的輸入輸出阻抗，而且測量精度對電路設計來說還是令人滿意的。由該方法的原理可知，該阻抗測量方法具有以下特點：
（1）由該方法的原理可知，他具有普遍適用性。例如該方法還可以用于測量不容易測量的線性器件的阻抗，如天線的阻抗。
（2）該方法的應用是基于集總參數的。如果頻率很高，分布參數不可忽視的情況下，就會產生很大誤差。這時就必須考慮使用分布參數的模型，上述方法仍然適用。