1 引言
如圖1所示，一般的級聯型高壓變頻器的整流部分都是采用不可控的二極管，因而能量傳輸不可逆，當電機處于再生發電狀態時，回饋的能量傳輸到直流母線電容上，產生泵升電壓，使電容電壓不穩。過高的泵升電壓有可能損壞開關器件，從而威脅變頻器的安全工作。
為此本文采用成熟的三相pwm整流技術，使用可控開關器件組成單個功率單元的整流電路，實現能量雙向傳輸。同時對直流母線電容電壓進行閉環控制來穩定直流母線電容的電壓。這種方法還能實現網側單位功率因數，使級聯型高壓變頻器成為真正的綠色變頻器。仿真證明該方法簡單有效。
2 單個功率單元整流部分的數學建模及工作原理
從圖1（a）的拓撲結構可以看到，級聯型高壓變頻器由多個功率單元級聯而成。因此，可以以單個功率單元為研究對象，建立它的數學模型并分析其工作原理。
從圖1（b）可以看到，功率單元的整流部分是由不可控的二極管組成。為了實現能量回饋，穩定直流母線電容電壓，需要用可控的igbt替代二極管，進行pwm整流控制。圖2是改造后的功率單元拓撲結構圖。
圖2中，lx（x=a，b，c）為交流側濾波電感，電阻rx（x=a，b，c）為濾波電感lx的等效電阻和功率開關管損耗等效電阻的合并。
設三相電源電壓為：
式中：ed，eq，id，iq分別為功率單元整流部分的電源電壓矢量、輸入電流矢量在d-q軸上的分量。
由（3）式可以看出，d、q軸變量相互耦合，因而無法對d、q軸的電流進行單獨控制。為此引入id、iq的前饋解耦控制，且采用pi調節器作為電流環控制器，則有以下方程：
式中：ud*、uq*是d-q軸的電壓給定；kdp和kdi分別是d軸pi調節器的比例和積分系數；kqp和kqi分別是q軸pi調節器的比例和積分系數。
1 引言
如圖1所示，一般的級聯型高壓變頻器的整流部分都是采用不可控的二極管，因而能量傳輸不可逆，當電機處于再生發電狀態時，回饋的能量傳輸到直流母線電容上，產生泵升電壓，使電容電壓不穩。過高的泵升電壓有可能損壞開關器件，從而威脅變頻器的安全工作。
為此本文采用成熟的三相pwm整流技術，使用可控開關器件組成單個功率單元的整流電路，實現能量雙向傳輸。同時對直流母線電容電壓進行閉環控制來穩定直流母線電容的電壓。這種方法還能實現網側單位功率因數，使級聯型高壓變頻器成為真正的綠色變頻器。仿真證明該方法簡單有效。
2 單個功率單元整流部分的數學建模及工作原理
從圖1（a）的拓撲結構可以看到，級聯型高壓變頻器由多個功率單元級聯而成。因此，可以以單個功率單元為研究對象，建立它的數學模型并分析其工作原理。
從圖1（b）可以看到，功率單元的整流部分是由不可控的二極管組成。為了實現能量回饋，穩定直流母線電容電壓，需要用可控的igbt替代二極管，進行pwm整流控制。圖2是改造后的功率單元拓撲結構圖。
圖2中，lx（x=a，b，c）為交流側濾波電感，電阻rx（x=a，b，c）為濾波電感lx的等效電阻和功率開關管損耗等效電阻的合并。
設三相電源電壓為：
式中：ed，eq，id，iq分別為功率單元整流部分的電源電壓矢量、輸入電流矢量在d-q軸上的分量。
由（3）式可以看出，d、q軸變量相互耦合，因而無法對d、q軸的電流進行單獨控制。為此引入id、iq的前饋解耦控制，且采用pi調節器作為電流環控制器，則有以下方程：
式中：ud*、uq*是d-q軸的電壓給定；kdp和kdi分別是d軸pi調節器的比例和積分系數；kqp和kqi分別是q軸pi調節器的比例和積分系數。
由式（4）可以看出，電壓指令已經實現了完全解耦控制，其系統控制框圖如圖3所示。圖3中，采用由pi調節器組成的電壓－電流雙閉環結構，外部電壓環用于實現輸出電壓的穩定，內部電流環控制交流輸入電流與輸入電壓同相。其工作原理如下：輸出電壓vdc和給定參考電壓vdc*比較后送入電壓pi控制器，電壓控制器的輸出信號作為網側電流有功分量的給定值id*，其大小根據整流器的有功輸出調節，為達到單位功率因數整流或逆變，無功分量的給定值iq*設定為0，穩態時dq軸的電流給定信號都為直流量，兩個給定值與網側經過變換后的反饋值id、iq相比較后，送入電流pi調節器，在經過解耦和dq→αβ變換后得到三相網側電壓在兩相靜止坐標系上的控制信號，再經過電壓空間矢量脈寬調制模塊后，輸出六路svpwm控制信號，從而實現對功率單元整流器的控制。
3 功率單元級聯的仿真系統
按照第2節介紹的數學模型，搭建的功率單元仿真模型如圖4所示。
其中，整流部分控制器的仿真模型如圖5所示。
4 功率單元級聯的仿真系統
圖6是每相串聯3個功率單元級聯型高壓變頻器的系統仿真模型。
5 仿真實驗
在系統仿真中采用的實驗參數如下：電壓環采樣頻率為2.5khz；電流環采樣頻率為2.5khz；三相pwm整流器輸入電壓有效值vm=380v；電感寄生電阻阻值r=0.5ω；直流母線電壓給定vdc*=750v，初始電壓vdc=550v；三相輸入電源頻率f=50hz；三角波載波頻率fs=2.5khz；直流母線端電容c=3200μf；網側濾波電感l取0.8mh。負載功率為1mw。仿真中不考慮開關損耗的影響。
本仿真實驗中，在0～0.25s，級聯變頻器的整流器處于不控整流狀態，由整流器中igbt內反并聯的二極管進行不可控整流；在0.25s～0.55s，級聯變頻器的整流器處于可控整流狀態，整流器中的igbt開始工作；在0.55s變頻器突投負載；在0.8s改變變頻器受控電流源的電流方向，變頻器的能量開始回饋，級聯變頻器的整流器由整流狀態轉變成逆變狀態。
圖7是級聯型變頻器網側相電流、相電壓和功率單元直流母線電壓的仿真波形。從圖7（b）中可以看出，在0.25s級聯變頻器的整流器開始工作時，vdc由初始值550v迅速上升至給定值vdc*，并很快穩定下來；在0.55s時，變頻器突投負載，vdc被瞬時拉低，但很快就能重新穩定在給定值。穩定后電壓波動很小；在0.8s時刻，由于改變受控電流源的電流方向，變頻器的能量開始回饋，整流器開始由整流狀態轉變成逆變狀態。回饋的能量使vdc在0.8處瞬時拉高，但由于級聯變頻器的整流器的響應速度非常快，很快就使vdc重新穩定在給定值。同時，也因為整流器的響應速度快，使vdc在0.8處的升高的不多，保證了系統的安全運行。
從圖7（a）中可以看出，在0.25s時級聯變頻器的整流器開始工作時，網側電流有些波動，但在很快就能穩定下來；在0.55s變頻器突投負載時，網側電流波動很小，并很快穩定下來。通過比較網側電壓和電流的相位可以看出，兩者相位幾乎重疊在一起，功率因數接近于1；在0.8s時刻，級聯變頻器進入能量回饋的狀態，整流器處于逆變狀態。整流器使網側電流的相角網側電壓的相差近180°，功率因數接近-1。級聯變頻器逆變器的三相輸出電壓、電流和單相輸出電壓波形如圖8所示。
6 結束語
通過仿真實驗的波形可以看出，改進后的級聯型高壓變頻器不僅可以進行能量的雙向傳輸，實現能量回饋；而且，控制系統的響應速度非常快，使變頻器具有較好的動態性能。因此，該改進方案是正確可行的。