摘   要： 介紹了一種帶鏡頻抑制的可重構上變頻器。它由FET混頻器、壓控振蕩器（VCO）、低通濾波器及可調帶通濾波器組合而成。這種上變頻器能夠將給定的中頻信號變換成在一個寬的頻率范圍內期望的任意頻率的射頻信號，并保持高的鏡頻抑制水平。隨著VCO輸出頻率的變化，鏡頻、本振和諧波頻率同樣發生變化并有可能產生混疊。
關鍵詞： 帶通濾波器； 可調濾波器； 上變頻器； 鏡頻抑制

    上變頻器是射頻發射機的重要組成部分，其性能對系統整體有重大的影響。鏡頻抑制是上變頻器的一個重要考慮因素。如果沒有鏡頻抑制，鏡頻信號會對其他系統產生干擾。因此，有許多方法被提出,用來處理鏡頻噪聲的影響[1-3]。在這些方法中，有的方法只適用于射頻集成電路和單片微波集成電路而不適用于分立式電路，例如使用多相濾波器。
    對于分立式電路，有兩種途徑可以抑制鏡頻信號。

    (1)采用一種鏡頻抑制混頻器，利用輸入和輸出信號間特定的相位關系來抵消鏡頻。鏡頻抑制混頻器備受青睞，因其能夠容忍射頻和本振頻帶的混疊，并可以在一個寬的中頻帶寬上提供足夠的鏡頻抑制（鏡頻抑制通常受混合耦合器的限制）。然而，由于多個混合耦合器及平衡、不平衡變換器的存在，電路變得相當復雜而且尺寸較大，這就限制了它的應用。
    (2)利用濾波器選取想要的信號來抑制鏡頻噪聲。在可重構多標準多頻帶系統中[4]，一個標準下的射頻頻率和另一個標準下的本振頻率可能產生混疊。此外，當不同標準激活時，射頻和鏡像頻率可能會改變。在這些情況下，因為頻率的變化，常規的濾波器不可能抑制鏡頻信號。另一方面，因為混頻器是利用非線性來產生混合產物的，所以對于一些有源混頻器來說，它們可能會遇到嚴重的二次諧波問題。因此，應該抑制寄生響應。
    本文提出一種帶鏡頻抑制和諧波抑制的可重構上變頻器。它由混頻器、VCO、低通濾波器和可調帶通濾波器組成。通過改變VCO的輸出信號頻率，中頻信號可以被轉換為想得到的射頻信號。本振頻率的改變導致射頻、鏡像以及諧波頻率的變化。為了抑制變換的鏡像和諧波頻率，提出和采用一種帶諧波抑制的可調帶通濾波器。盡管頻率在變化，鏡頻和諧波都得到了很大程度的減小。
1 帶鏡頻抑制上變頻器設計
1.1上變頻器結構
    上變頻器方框圖由圖1所示。它包含5個部分：低通濾波器、混頻器、可調帶通濾波器、壓控振蕩器和衰減器。其核心部分是混頻器。由于單端型混頻器是所有混頻器中最基本的,以單端型有源FET混頻器為例。該混頻器由一個壓控振蕩器激勵，并在這兩者設置一衰減器。衰減器用于控制壓控振蕩器的輸出功率，并且提供合適的激勵信號，保證混頻器發揮最佳性能。LO和IF都被加到FET晶體管的門上。對于此種類型的混頻器，諧波響應和本振泄露是重要的考慮因素。為了防止本振泄露到中頻端口，在IF和混頻器之間插入一低通濾波器。而在射頻輸出端口前，使用一可調帶通濾波器。當壓控振蕩器輸出頻率改變時，濾波器通頻帶頻率也跟著改變，因此可以實現期望信號的選取和鏡像頻率、二階諧波的抑制。可調帶通濾波器是以參考文獻[5]介紹的中心加載諧振器為基礎的。無論頻率怎樣變化，鏡像頻率信號、LO泄露和寄生響應均能被可調濾波器濾除。在這個變頻器的原型中，中頻信號頻率是400 MHz，本振頻率范圍是1.3 GHz~1.7 GHz。取選上邊帶，因此射頻信號頻率范圍為1.7 GHz~2.1 GHz。

1.2 混頻器設計
    單端型門混頻器原理圖如圖2所示。設計采用Avago Technologies生產的ATF-34143晶體管。該晶體管在夾斷區域附近的工作偏置條件為：Vgg=-0.68 V，Vdd=3 V，Idd=8 mA。偏置條件選定后，下一步就是檢查穩定性。遺憾的是，在這種情況下，存在著潛在的不穩定性。可采用兩種措施使之穩定下來。第一種是利用串聯負反饋。在每個源端和地之間連接兩條高阻抗的傳輸線，等效為電感。第二種方法是使用L1和C3，改善低頻穩定性。最后，設計匹配網絡。注意低通濾波器和可調帶通濾波器是與混頻器串聯的。一個濾波器，如果一端接50 Ω的電阻，在通頻帶和阻帶中，從另一端口來看，阻抗的大小是明顯不同的。這會影響混頻器的性能。因此，在混頻器的設計中，這種影響應該加以考慮。

1.3 諧波抑制可調帶通濾波器設計
    圖3為該上變頻器抑制鏡頻、LO泄露及寄生響應的關鍵部分，即帶諧波抑制的可調帶通濾波器的示意圖。與非可調濾波器不同的是，它的諧波頻率會隨著通頻帶頻率的變化而變化。通頻帶頻率范圍和二次諧波可能發生混疊。在這種情況下，普通的可調帶通濾波器是不可能達到抑制諧波的。本設計根據中心加載的諧振器[5]，采用一種新型諧波抑制可調帶通濾波器。它由兩個相同的微帶諧振器組成。在每個諧振器的微帶開端口連接兩個變容二極管。該硅型變容二極管產自Toshiba，型號為1SV277，電容可調范圍為1.8 pF~4.5 pF。通過改變偏置電壓來調整變容二極管的電容值，使得整體的電長度也變化。這樣，通頻帶被調整，以便跟蹤混頻輸出的頻率變化。在每個諧振器的中間，各自加載有一個電阻和一個電容，以抑制偶次諧波響應。在基波諧振頻率和通頻帶頻率處，電壓值為零。在二次諧波處，電壓值不再為零[5]。因此，在這個點上加載電阻不會對通頻帶性能產生影響，而在二次諧波上，電阻會消耗一些功率。因此，在二次諧波處，該諧振器的Q值會大大地減低，從而抑制二次諧波。電阻和電容的組合呈現出高通響應，減小對通頻帶頻率附近的性能的影響。濾波器帶通頻率可在1.65 GHz~2.1GHz范圍內調諧。在低阻帶,衰減大于40 dB。由于使用了電阻，該濾波器具有寬的高阻帶，其頻率范圍為2.5 GHz~4.5 GHz，并且衰減為35 dB左右，從而抑制混頻器寄生響應。

1.4 VCO壓控振蕩器設計
    壓控振蕩器結構如圖4所示。它由晶體管、諧振器和反饋網絡三部分組成。所采用的晶體管是Infineon生產的型號為BFP640雙極型硅鍺晶體管。在集電極加3 V直流電源。電阻R1和R2用于調整電壓和電流。總電流為25 mA。兩個變容二極管用于調整振蕩頻率，為了簡化設計，它們共用一個偏置電壓Vt 。測量得出的變容二極管振蕩頻率-偏置電壓從0~6.5 V變化時，振蕩頻率由1.27 GHz變化至1.87 GHz，相對調諧范圍為38.2%，滿足上變頻器的要求。

    VCO壓控振蕩器的相位噪聲在載波頻偏100 kHz和500 kHz處大約為-90 dBc/Hz和-108 dBc/Hz。
2 實驗結果
    當所有部件實現后，把它們整合在一起，進行性能測試。壓控振蕩器輸出頻率在1.3 GHz~1.7 GHz內可調，中頻固定在400 MHz。使用信號發生器和網絡分析儀，評估上變頻器的整體性能。
    測得在不同的射頻頻率上，上變頻器的轉換增益如圖5所示。在實驗中，送入混頻器的LO信號功率約為2 dBm，中頻輸入功率為-15 dBm。在這種情況下，轉換增益在6.3 dB~7.6 dB之間。非線性方面，測得1 dB壓縮點為-4 dBm，輸出三階截點（OIP3）為-1.5 dBm。

    本文提出一種可重構上變頻器。由于使用新型的諧波抑制帶通濾波器，鏡頻、本振泄露和寄生響應受到抑制。上變頻器結構簡單、盡寸緊湊，適合多頻帶應用中的分立電路。
參考文獻
[1] MASS S A, MIXERS M, 2nd ed., Boston: Artech house, 1993.
[2] BEHBAHANI F, KISHIGAMI Y, LEETE J, et al. CMOS mixers and ployphase filters for large image rejection[J].  IEEE Journal of Solid-State Circuits,2001,36(6):873-887.
[3] LERSTAVEESIN S, SONG B S. A complex image rejection circuit with sign detection only[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits,  2006,41(12):2693-2702.
[4] VIODJKOVIC, TANDG V D. LEEUWENBURGH A, et al.  Adaptive multi-standard RF front-ends. Dordrecht, Netherlands: Springer, 2008.
[5] ZHANG X Y. Novel RF resonators and their applications  bandpass filters: theory[D]. design and application,2009.