振動、溫度、壓力和光等現實世界的信號需要精確的信號調理和信號轉換，然后才能在數字域中進行進一步數據處理。為了克服當前高精度應用的多種挑戰，需要一個精心設計的低噪聲模擬前端來實現最佳信噪比(SNR)。許多系統既負擔不起最昂貴的器件，也無法承受低噪聲器件的更高功耗。本文提出了一種系統的方法來設計一個增益模塊和ADC組合，并給出一個支持此方法的實例。在調理低頻（接近dc）信號時，該電路進行噪聲計算和分析。


圖1 典型信號調理鏈

設計模擬前端時，請遵循以下七個步驟：

1) 描述傳感器或增益模塊前部的電氣輸出

2) 計算ADC的需求

3) 為信號轉換找到最佳ADC + 基準電壓

4) 為運算放大器找到最大增益并定義搜索條件

5) 找到最佳放大器并設計增益模塊

6) 根據設計目標檢查解決方案總噪聲

7) 運行模擬并驗證

第1步：描述傳感器或增益模塊前部的電氣輸出

信號可能直接來源于傳感器，也可能在到達增益模塊之前經過EMI和RFI濾波器。為了設計增益模塊，必須知道信號的ac和dc特性以及可用的電源。知道了信號的特性和噪聲電平后，我們就能知道選擇ADC時需要何種輸入電壓范圍和噪聲電平。假設有一個傳感器，以250 mV p-p（88.2 mV rms）和25 μV p-p噪聲的滿量程幅度輸出一個10kHz信號。我們進一步假設系統中有一個可用的5V電源。有了這些信息，我們應該能計算出第2步中的ADC輸入端的信噪比。為簡化數據處理和避免混淆，假設我們將該解決方案設計為在室溫下工作。

第2步：計算ADC的需求

我們需要何種ADC、采樣速率如何、多少位、噪聲指標如何？若從第一步知道了輸入信號幅度以及噪聲信息，我們就能計算出增益模塊輸入端的信噪比（SNR）。我們需要選擇一個有更佳信噪比的ADC。在選擇ADC時，知道SNR將有助于我們計算有效位數（ENOB）。此關系表達式如下。

理想的ADC數據手冊總會標出SNR和ENOB。此例中所需要的86.8 dB SNR和14.2位ENOB決定了我們應選擇一個16位的模數轉換器。此外，奈奎斯特準則要求采樣率（fs）應至少兩倍于最大輸入頻率（fin），因此一個20-kSPS ADC應該就已足夠。下一步我們需要設計總體解決方案，使得噪聲密度不超過416 nV/rt-Hz。

第3步：為信號轉換找到最佳ADC+基準電壓

有了一系列的搜索條件，我們就有許多種方法找到合適的ADC。要找到一個16位ADC，最簡單的方法之一就是使用廠商網站上的搜索工具。輸入分辨率與采樣速率，就可找到許多推薦的ADC。

許多16位的ADC滿足14.5位ENOB需求。如果您想得到更佳的噪聲性能，可使用過采樣迫使ENOB達到16位（由4^n過采樣得到n位增強）。通過過采樣，您可以使用較低分辨率的ADC：256過采樣的12位ADC（4^4過采樣）可得到16位噪聲性能。在我們的例子中，這意味著5.126 MHz采樣率的12位ADC（20 kSPS × 256），或是4^2過采樣的14位ADC；若1.28 MSPS則更佳。然而這些選擇的成本卻和AD7685（16位、250 kSPS ADC）相當。



圖2 典型的ADC選型表

從列表中我們選擇了AD7685（16位PulSAR ADC）。該轉換器具有90-dB SNR和250 ksps采樣率，符合我們的需要。此ADC推薦搭配使用ADR421/ADR431精密XFET基準電壓源。2.5-V的輸入范圍超過了我們需要的250-mV p-p輸入特性

AD7685參考輸入具有動態輸入阻抗，因此需進行去耦以使寄生電感最小（方法是在引腳附近放置一個陶瓷去耦電容，并用較寬的低阻抗走線進行連接）。一個22 μF陶瓷芯片電容可提供最佳性能。

第4步：為運算放大器找到最大增益并定義搜索條件

有了ADC的輸入電壓范圍將有助于我們設計增益模塊。為了最大化動態范圍，我們需要在給定的輸入信號和ADC輸入范圍內選取盡可能高的增益。這意味著我們可以將該例子中的增益模塊設計成具有10倍的增益。

雖然AD7685很容易驅動，但驅動放大器需要滿足某些要求。例如，為保持AD7685的SNR和轉換噪聲性能，驅動放大器產生的噪聲必須盡可能低，但要注意增益模塊可同時放大信號和噪聲。若要使得噪聲在增益模塊前后都保持不變，我們需要選擇具有更低噪聲值的放大器和相關元件。此外，驅動器的THD性能應與AD7685相當，并且必須使ADC電容陣列以16位水平（0.0015%）建立滿量程階躍。來自放大器的噪聲可使用外部濾波器進一步過濾。

運算放大器的輸入端允許多大的噪聲？牢記我們設計的總體解決方案的噪聲密度不超過416 nV/rt-Hz。我們設計的增益模塊應具有更低的本底噪聲，系數為10，因為我們的增益為10。這將確保來自放大器的噪聲遠低于傳感器的本底噪聲。計算噪聲裕量時，我們可假設運算放大器輸入端的噪聲大致等于運算放大器的總噪聲加上ADC的噪聲。

第5步：找到最佳放大器并設計增益模塊

知道了輸入信號帶寬后，運算放大器選型的第一步是選擇一個具有合理的增益帶寬積(GBWP)的運算放大器（GBWP），并且該放大器可以最小的直流和交流誤差處理該信號。為得到最佳的增益帶寬積，需要知道信號帶寬、噪聲增益以及增益誤差。下文給出這些術語的定義。一般而言，若想保持增益誤差小于0.1%，推薦選用增益帶寬比輸入信號帶寬大100倍的放大器。另外，我們需要一個可快速建立且驅動能力良好的放大器。注意，我們的噪聲預算要求運算放大器輸入端的總噪聲低于40.8 nV/rt-Hz，而ADC規定的指標為7.9-nV/rt-Hz。總結運算放大器的查找條件如下：UGBW>1MHz、5-V單電源、良好的電壓噪聲、電流噪聲、THD特性、低直流誤差（不降低ADC性能）。



搜索ADC時采用相似的查找方法，本例我們選出AD8641。AD8641為低功耗、精密JFET輸入放大器，具有極低的輸入偏置電流和軌到軌輸出特性，可在5 V至26 V電源下工作。相關數據在下表中列出。我們可采用表中的元件值對運算放大器進行同相配置。

所有有源和無源元件都各自產生噪聲，因此選擇不降低性能的元件尤其重要。例如，購買一個低噪聲運算放大器并在其周圍放置大電阻就是一種浪費。牢記一個1 kohm的電阻器可產生4 nV的噪聲。

圖3 完整的解決方案


表1 圖3所示的完整解決方案的元件值


圖5 圖3所示電路的帶寬模擬


如前所述，可考慮在ADC和該增益模塊之間使用一個RC濾波器，這樣應該有助于縮小帶寬并優化SNR。

第6步：根據設計目標檢查解決方案總噪聲

充分了解所設計電路中的各種誤差源是極其重要的。為了獲得最佳SNR，我們需要寫出前述方案的總噪聲方程。方程如公式1：

我們可算出運算放大器輸入端的總噪聲，并確保其低于41.6 nV/rtHz，一如我們所預期的那樣。方程如公式2：

為了在整個帶寬上對總噪聲進行積分，我們可看到在濾波器帶寬上的ADC輸入端的總噪聲是3.05μV，低于設計所需的4.16μV。由于AD8641的轉折頻率低于100 Hz，故此例中的低頻噪聲（1/f）可忽略不計。程如公式3：

保持良好的信噪比需要關注信號路徑中每一處細節的噪聲，并有良好的PCB布局。避免在任何ADC下方布設數字線路，否則會將噪聲耦合至芯片管芯，除非在ADC下方鋪一個接地層用作屏蔽。諸如CNV或時鐘之類的快速開關信號不應靠近模擬信號路徑。應避免數字信號與模擬信號交疊。

公式1
公式2
公式3

第7步：運行模擬并驗證

剛開始驗證電路設計時，使用Pspice宏模型（可從ADI網站下載）比較合適。快速模擬顯示出我們為解決方案所設計的信號帶寬。圖5顯示了位于AD7685輸入端可選RC濾波器之前和之后的響應。

如圖6所示，10-kHz帶寬上的總輸出噪聲接近31μV rms，略低于41μV rms的設計目標。在量產之前需要制作原型并驗證整套解決方案。



圖6 圖3所示電路的噪聲響應模擬
總結

如今許多設計要求低功耗、低成本，而許多系統既負擔不起最昂貴的器件，也無法承受低噪聲器件的更高功耗。為了從信號調理電路得到最低的本底噪聲和最佳性能，設計者必須了解元件級別的噪聲源。保持良好的信噪比需要關注信號路徑每一處細節的噪聲。通過遵循以上步驟，便可成功調理小型模擬信號，并使用超高分辨率ADC將其轉換。