市售便攜式CD/VCD機的交流適配器電路如附圖所示。該適配器標稱輸出為5V、500mA，體積為7×4×1.8cm，重量約180g，其功率體積比明顯優于普通工頻變壓器適配器。在市電220v輸入時測試其輸出電壓在空載和VCD機正常播放時約為5.2V，無明顯變動。該適配器隨機售出無圖紙，印刷板無元器件編號，圖中元器件數值為筆者實測，電路系根據實物繪出。雖然電源的Q16、Q17標識已被砂紙打去，但根據電路結構和管子體積形狀可以推斷Q16為MJE13003、Q17為8050。
該適配器不同于一般脈寬調制開關電源。Q16為開關管，R84為起動電阻，R83、C15為正反饋RC元件。D5為C15的放電通路。Q17為脈沖控制管，其基極R82的電壓降組成開關管Q16的過流保護電路，R81、C12作為隔離電路.以防止輸入Q17的穩壓控制信號被R82所短路。光耦器IC1和Q17又構成振蕩抑制型(又稱RCC型)穩壓控制電路.RCC的特殊之處是通過抑制自激振蕩的過程改變開關管導通/截止的占空比穩定輸出電壓，而不是控制每個振蕩周期正程的脈寬。
當接通市電Q16啟動以后，Q16的導通電流在脈沖變壓器中存儲磁能，隨正反饋過程C15充電電流逐漸減小開關管進入截止區，T釋放磁能，L4產生感應電壓經D7向C30充電，經過幾個振蕩周期后，C30充電電壓升高到5V以上，該輸出電壓經R17，光耦器發光二極管使穩壓管D8擊穿，光耦器初次級同時導通，使T的L2由D6整流的輸出電壓加到Q17的基極，Q17飽和導通，開關管Q16停振。此時C30向負載電路放電，當C30放電電壓低于5V時穩壓管D8截止，Q17隨即截止，開關管Q16又開始振蕩重復上述過程。其結果通過振蕩一抑制過程保持輸出電壓的穩定。
此穩壓過程不同于脈寬調制之處是，Q17并非對Q16的每個振蕩周期導通時間進行控制，只要C30的充電電壓未達到D8設定值Q17并不動作，因此稱RCC方式為非周期性開關電源。此種穩壓方式除Q16的振蕩形成輸出紋波以外，還有Q16振蕩被抑制產生的頻率較低的紋波，所以在輸出端需接入L10(82 uH)C32組成的濾波電路。RCC的電路簡單，還具有負載電流自動調控功能，屬50W以下小型開關電路的優選電路。作為便攜電器交流適配器的最方便之處是萬一空載也不損壞電源，空載時C30放電過程延長只通過R4有50mA的放電電流，Q16處于占空比極小的振蕩狀態功耗也極小。
制作RCC型電源關鍵是脈沖變壓器T的繞制。無論何種開關電源脈沖變壓器的計算是極繁瑣又極不準確的，對業余制作者來說通過估算，實驗調整來確定比較實際。即使是估算也涉及磁芯材料，結構的影響，限于目前市場產品參數的離散性，業余者也難以確定，此處只列出部分計算結果供參考。小功率開關電源脈沖變壓器制作參數(繞組功能參考附圖)如附表所示。
注：用于220V市電輸入整流濾波供電。自激振蕩頻率約為22～24kHz。初級電感量可調整氣隙達到上述值。
元件數據的調整合理可以彌補脈沖變壓器參數的誤差，本文將裝配過程中失誤(T相位接反，元件不合格，裝配中開路，短路等)造成無輸出的故障檢查省略，談元件的選配調試。裝配無誤將電源經25W燈泡接入市電，同時在輸出端接入25Ω、2W的假負載電阻，輸出端應有電壓，隨即在3.3～4.5V之間更換D8，可使輸出電壓為5V±0.2V。調整中出現故障和元件數值的關系如下。
無輸出電壓，說明電源未起振，如果脈沖變壓器相位無誤，試將R84換成270kΩ/0.5W的電阻，若仍無輸出，則Q16的β值過低，換成β大于40的開關管。
輸出電壓始終偏低，更換D8無效，為正反饋量過低。焊去外加25Ω假負載電壓升高可證明。原因是T的L2匝數偏少，漏感過大，可試將R83減小為160Ω、120Ω…68Ω、32Ω。如改進不大，則重繞L2，適當增加匝數。R83減小限度以電壓開始升高為限，若阻值過小將增大開關管損耗。
輸出電壓偏高，若D8改用3.1V仍輸出5.5v以上電壓，可能原因是Q17飽和壓降過大，要選擇飽和壓降小的8050。若光耦器發光管正向壓降超過2V，可用PLC817試之。
電源發出“吱”叫聲，首先將C15改用4700pF、6800pF滌綸電容，C12改用0.47 uF無極性電容，如仍有叫聲為T的L1電感量偏大，試將磁芯空氣隙增大為0.2～0.3mm，方法是在芯柱接口墊入相同直徑的漆包線壓緊、粘牢。
開關電源脈沖變壓器當用于單端電路時，必須留有氣隙，對新型圓柱形芯柱的磁芯，制作中已予留1mm左右氣隙。E1型磁芯可在兩側旁柱端面用0.6mm漆包線隔開。調整氣隙可微調初級電感，無論功率大小單端開關電源不能不留氣隙通電， 一旦磁芯吸牢形成磁通飽和就會產生極大噪聲，同時損壞開關管。
附圖電路最大輸出功率為20W，按附表數據繞制脈沖變壓器。將原圖Q16改用BUT11A，R82改為0.5Ω電阻，C11改用68～100 uF/400V電解電容。