1 引言
穩壓電源模塊在電路中使用廣泛，目前流行的如LM78、ASM117系列等，多數只有3個引腳，結構簡單，使用方便。通常輸入與輸出之間的壓差大于2 V才能正常工作，但對較低電壓電池供電的場合。一般增加2 V的供電電源需增加20％～40％(對應輸出3 V或5 V)的成本和體積。用開關電源原理制作的低壓差模塊(如MAX605)，可在輸入電壓與輸出電壓近乎相等的情況下輸出穩定的電壓，但對測力等電路需電源紋波較小的情況。針對上述問題。利用分立器件設計一種低壓差穩壓電源電路。電路器件選用常規器件，成本低。結構簡單。實際電路經實驗測試，具有很好的負載特性和電壓穩定性。
2 電路工作原理
圖1為低壓層直流穩壓電源電路原理圖。該電路是由基準電壓、電壓放大和電流放大等3個環節組成。其中，基準電壓由TL431產生，按圖1中電路連接，當通過R0的電流在0．5~10 mA時可獲得穩定的2．5 V基準輸出。
輸出電壓的具體數值由運算放大器UA確定，采用同相放大器的優越性在于其輸入阻抗極大，可很好地將TL431輸出的2．5 V電壓與后級電路隔離，使其不受負載變化的影響；運放與電阻R3和R2組成比例放大環節，可對基準電壓按要求進行比例放大輸出，但輸出電壓最大不能超過運放的電源電壓。
電流放大采用兩個三極管，UA通過驅動調整管VQ2控制調整管VQ1，組成反饋實現電流放大環節，對輸出電壓進行調節，從而實現穩壓輸出。二極管VD在運放UA低壓輸出時使調整管VQ2基極一發射極電壓為負，使VQ2立即進入截止狀態，電流Ic2迅速降低，VQ2的VCE升高導致VQ1的基極電壓升高，使 VQ1的基極電流IB減少，進而減少輸出電流ICQ1(βIB)；反之同理。RL是輸出負載，C0和C1是濾波電容。
3 電路主要參數設計
3．1 控制環節設計
控制環節回路等效圖如圖2和圖3所示，其中圖2為比例電壓增益原理圖，圖3為電流放大原理圖。
式中，Irg為運放UA的輸出端1的輸出控制電流。
由式(2)可知，Irg通過控制VQ2啦的電流IC2控制VQ1的基極電流，IB1，R8控制調節管VQ2，進而控制VQ1的輸出電流IC1，VQ2是與 VQ1形成串聯負反饋，無需進一步放大VQ1的輸出電流IC1，用R8對IC1分流。電路輸出電壓Vcc為5 V，驅動額定負載是350 Ω，供電電源是標準7 V輸出的電池。運算放大器選LM358，取R1、R2為10 kΩ，TL431電流范圍是100～150 mA，選用R1=3 kΩ，符合要求。VCC=(1+R2/R1)x2．5=5 V。合理選取R8和R9的電阻值，使VQ1和VQ2均工作在線性區。
3．2 調整管的選取與靜態工作點的設置
調整管VQ1和VQ2主要參數：(1)反向電壓VCEO不小于Vin的2 倍的裕量；(2)最大允許電流ICM，不小于輸出電流I0的2倍的裕量；(3)耗散功率PCM應在功率損耗的安全區內；通常為了安全可靠，參數應按照實際值的幾倍選取。設置適當的靜態工作點(即確定基極靜態電流Ih，發射極電流Ie，集電極一發射極靜態電壓Uce)，可以在保證輸出穩定精度的同時使調整管的損耗最小。合適的靜態工作點首先要求調整管工作在放大狀態，其次要滿足電網和負載波動情況下，Ib、Ie、Ucc盡量小，以減少損耗。設置靜態工作點要選擇合適的驅動管VQ1和偏置電阻R8、R9。VQ1的靜態工作點為：
式中，Irg為運放的控制輸出信號，Vin為電源電壓，Vcc為5 V輸出電壓，RL為額定負載200Ω，VD是二極管導通電壓0．7V。
由式(3)和(4)可以確定VQ2的參數，然后，計算電阻R9：
使用放大倍數β1、β2在30-80之間的調整管，放大倍數較大的調整管消耗功率較小，但穩定性降低，這里選取β為50，設計供電電源在5．2～9 V之間波動，為了防止電源電壓高時燒毀調整管VQ2，加約1 kΩ的電阻R8以限流保護。
3．3 過流保護電路的設計
圖3中，電阻Ri與三極管VQ3組成過流保護環節。輸出電流過大時，取樣電阻Ri上的電壓大于0．7 V，VQ3導通，迫使調整管基極電壓Vbe降低，直到關閉電源輸出。R4=0．7／kIC。其中，LC為輸出電流，K為最大過流系數，通常取值約1．5。 R7=(Vcc-Uce3)／Ie3≈Vrg/Ic3，限制Ic3不宜過大，以免VQ3過流損壞。
4 試驗
圖4為設計的一個直流穩壓電源模塊，輸入電源為直流5～9 V的蓄電池組；分別對設計電路進行電源特性和負載特性試驗，其中負載特性試驗以輸入的6．5 V蓄電池模擬實際使用工作環境。圖5為其試驗記錄結果。輸出紋波試驗數據，當電源輸入電壓為5-11 V，輸出紋波為5～8 mV。
5 結束語
通過分析與試驗可看出，該直流電源穩壓模塊具有穩壓精度高、負載特性好等特點，且電路簡單，另外可利用接口P0監測實際電源，此電路已投入生產，通過實踐檢驗該電路設計性能可靠，耗電少，可很好滿足單電源供電應用情況。