在DC到低頻率感測器訊號(hào)調(diào)節(jié)應(yīng)用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比（common mode rejection ratio; CMRR），不足以在惡劣的工業(yè)環(huán)境中發(fā)揮穩(wěn)固的雜訊抑制效用。若要避免不必要的雜訊傳播，必須對(duì)儀表放大器輸入端低通濾波器中的各個(gè)元件進(jìn)行正確的匹配和調(diào)節(jié)，才能以內(nèi)部電磁干擾／無線射頻干擾（EMI/RFI）濾波和CMRR使其他雜訊衰減，達(dá)到可以接受的訊號(hào)雜訊比（signal-to-noise ratio; SNR）。
以圖1所示的低通濾波器實(shí)作為例。電阻感測器透過一個(gè)由RSX及CCM組成的低通濾波器網(wǎng)路，連接至一個(gè)高阻抗儀表放大器。在理想情況下，如果每條輸入接腳的CCM都完全匹配，則兩個(gè)輸入端共有的雜訊量將在到達(dá)INA輸入端之前降低。
共模濾波器電容（Ccm）完全匹配時(shí)，雜訊幾乎完全衰減。圖2顯示TINA SPICE模擬中的這個(gè)結(jié)果，其中將一個(gè)100mVpp、100kHz的共模誤差訊號(hào)注入INA333輸入端。
這種方法的問題是現(xiàn)成電容都有5％到10％的一般容差，如果各個(gè)接腳的Ccm反向不匹配，總差動(dòng)容差便會(huì)高達(dá)20％。圖3更明確表示電容不匹配的情形，同時(shí)顯示電阻感測器輸出端的共模雜訊輸入（eN）情況。
這種輸入不匹配（?C）形成截止（cutoff）頻率誤差，使得共模雜訊eN差動(dòng)進(jìn)入INA輸入，隨后經(jīng)過增益輸出而成為誤差電壓。等式1至3顯示到達(dá)輸入端的共模雜訊量：
等式1
等式2
等式3
假設(shè)感測器訊號(hào)Vsensor的頻率，遠(yuǎn)低于所有共模濾波器的雜訊截止頻率（cut-off frequency）（亦即fC≥100*fsensor），而且RS1=RS2，則轉(zhuǎn)換為差動(dòng)雜訊訊號(hào)（eIN），成為VIN一部份的共模雜訊訊號(hào)（eN），如等式4所示：
等式4
等式4進(jìn)一步表明，輸入一個(gè)100mVpp、100kHz共模誤差訊號(hào)到INA333，而且1.6kHz濾波器截止頻率（cut-off frequency）RC錯(cuò)配（mismatch）為10％時(shí)，所產(chǎn)生的誤差如下：
圖5顯示一種更有效且更常見的輸入濾波方法，其中是在儀表放大器輸入之間加入一個(gè)差動(dòng)電容Cdiff。
加入這個(gè)電容還不能徹底解決問題，必須按照如下兩個(gè)標(biāo)準(zhǔn)對(duì)Cdiff進(jìn)行調(diào)節(jié)：
差動(dòng)截止頻率（cut-off frequency）必須夠高，才能遠(yuǎn)離訊號(hào)頻寬，并確實(shí)充分穩(wěn)定濾波。
差動(dòng)截止頻率（cut-off frequency）必須夠低，才能將共模雜訊降至可接受的程度，使得儀表放大器CMRR能夠進(jìn)行剩余雜訊抑制，最終達(dá)到可以接受的SNR。等式5呈現(xiàn)進(jìn)行這種調(diào)節(jié)的一般塬則：
等式5
圖6顯示VinP及VinN曲線圖與無Cdiff及Cdiff=1μF時(shí)兩種頻率的對(duì)比情況。必須注意的是，在沒有差動(dòng)電容的情況下，INA333的輸出程度會(huì)有差別。如此的差別被放大至輸出，成為最終降低SNR的雜訊。Cdiff=1μF時(shí)，VinP及VinN之間的差別最小。
圖7顯示Cdiff=1μF時(shí)INA333輸出的整體雜訊效能改善情況。
概括而言，安裝于儀表放大器前端的低通濾波器應(yīng)該有一個(gè)差動(dòng)電容，其程度至少應(yīng)該比共模電容高10倍。如此即可透過減小Ccm錯(cuò)配（mismatch）的影響，使得共模雜訊變?yōu)椴顒?dòng)雜訊，而大幅提升濾波器的效率。