在DC到低頻率感測器訊號調節應用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比（common mode rejection ratio; CMRR），不足以在惡劣的工業環境中發揮穩固的雜訊抑制效用。若要避免不必要的雜訊傳播，必須對儀表放大器輸入端低通濾波器中的各個元件進行正確的匹配和調節，才能以內部電磁干擾／無線射頻干擾（EMI/RFI）濾波和CMRR使其他雜訊衰減，達到可以接受的訊號雜訊比（signal-to-noise ratio; SNR）。
以圖1所示的低通濾波器實作為例。電阻感測器透過一個由RSX及CCM組成的低通濾波器網路，連接至一個高阻抗儀表放大器。在理想情況下，如果每條輸入接腳的CCM都完全匹配，則兩個輸入端共有的雜訊量將在到達INA輸入端之前降低。
共模濾波器電容（Ccm）完全匹配時，雜訊幾乎完全衰減。圖2顯示TINA SPICE模擬中的這個結果，其中將一個100mVpp、100kHz的共模誤差訊號注入INA333輸入端。
這種方法的問題是現成電容都有5％到10％的一般容差，如果各個接腳的Ccm反向不匹配，總差動容差便會高達20％。圖3更明確表示電容不匹配的情形，同時顯示電阻感測器輸出端的共模雜訊輸入（eN）情況。
這種輸入不匹配（?C）形成截止（cutoff）頻率誤差，使得共模雜訊eN差動進入INA輸入，隨后經過增益輸出而成為誤差電壓。等式1至3顯示到達輸入端的共模雜訊量：
等式1
等式2
等式3
假設感測器訊號Vsensor的頻率，遠低于所有共模濾波器的雜訊截止頻率（cut-off frequency）（亦即fC≥100*fsensor），而且RS1=RS2，則轉換為差動雜訊訊號（eIN），成為VIN一部份的共模雜訊訊號（eN），如等式4所示：
等式4
等式4進一步表明，輸入一個100mVpp、100kHz共模誤差訊號到INA333，而且1.6kHz濾波器截止頻率（cut-off frequency）RC錯配（mismatch）為10％時，所產生的誤差如下：
圖5顯示一種更有效且更常見的輸入濾波方法，其中是在儀表放大器輸入之間加入一個差動電容Cdiff。
加入這個電容還不能徹底解決問題，必須按照如下兩個標準對Cdiff進行調節：
差動截止頻率（cut-off frequency）必須夠高，才能遠離訊號頻寬，并確實充分穩定濾波。
差動截止頻率（cut-off frequency）必須夠低，才能將共模雜訊降至可接受的程度，使得儀表放大器CMRR能夠進行剩余雜訊抑制，最終達到可以接受的SNR。等式5呈現進行這種調節的一般塬則：
等式5
圖6顯示VinP及VinN曲線圖與無Cdiff及Cdiff=1μF時兩種頻率的對比情況。必須注意的是，在沒有差動電容的情況下，INA333的輸出程度會有差別。如此的差別被放大至輸出，成為最終降低SNR的雜訊。Cdiff=1μF時，VinP及VinN之間的差別最小。
圖7顯示Cdiff=1μF時INA333輸出的整體雜訊效能改善情況。
概括而言，安裝于儀表放大器前端的低通濾波器應該有一個差動電容，其程度至少應該比共模電容高10倍。如此即可透過減小Ccm錯配（mismatch）的影響，使得共模雜訊變為差動雜訊，而大幅提升濾波器的效率。