引言
傳聲器每年的銷售量超過二十億只，鑒于如此巨大的銷量引起傳聲器市場的關注。在傳聲器市場中，大約一半是非常廉價的低檔傳聲器，面向玩具市場以及對尺寸和性能參數要求不太嚴格的其它應用。另一半是便攜式、高端應用市場，例如移動電話、手機、數碼相機、筆記本電腦等。這個市場中的巨擘是移動電話制造商，他們每年使用九億只傳聲器。按照預測的10%年增長率，移動電話被視為傳聲器市場中增速最快的部分。移動電話的體積越來越小，而功能越來越多，因此對下一代傳聲器性能的要求不斷提高。

多年以來，通信應用中所采用的傳聲器一直是駐極體電容式傳聲器（ECM）。這種傳聲器由振膜、背板和駐極體層構成。可移動的振膜和固定的背板構成了可變電容器的兩個極板。駐極體層存儲著相當于大約100 V電容器電壓的固定電荷。聲壓引起振膜振動，從而改變傳聲器的電容。由于分布在電容器上的電荷數是恒定的，所以電容器兩端的電壓隨著電容的改變而變化，根據下面的電容器電荷公式：

其中，Q是電荷，單位是庫侖；C是電容，單位是法拉；V是電壓，單位是伏特。隨著聲壓的變化，電容微量增加或減少，記為ΔC，由此引起電壓成比例地減少或增加，記為ΔV。

移動應用中的傳聲器體積非常小，通常直徑為3 mm ~ 4 mm、厚度為1mm ~ 1.5 mm。因此它們的電容也相當小，典型值為3 pF ~ 5 pF，在某些情況下，甚至小到1 pF。

如果電容式傳聲器所產生的信號驅動能力不夠，那么在對信號做進一步處理之前需要一只緩沖器或放大器。按照傳統方法，一直使用一只簡單的結型場效應管（JFET）輸入放大器實現這種傳聲器的前置放大。圖1示出了封裝的基于JFET放大器ECM的截面圖。

圖1. 基于JFET放大器的傳聲器截面圖

隨著ECM微機械工藝的改進，傳聲器體積越來越小，電容也不斷減小。由于標準的JFET放大器具有相當大的輸入電容，對來自傳聲單元的信號造成顯著的衰耗，因此JFET放大器不再適合傳聲器的 要求。

幸運的是，CMOS制造工藝的改進推動了放大器電路的改進。采用CMOS模擬和數字電路取代JFET放大器有很多好處。與傳統的JFET放大器相比，采用現代亞微米CMOS工藝實現的前置放大器有多種優點：

• 降低諧波失真

• 更容易增益設置

• 多功能模式，包括低功耗休眠模式

• 模數轉換功能，能使傳聲器直接輸出數字信號

• 極大地提高了聲音的質量

• 提高了抗干擾能力

數字輸出傳聲器的前置放大器
雖然簡單的基于JFET放大器的功耗很低，但是其線性度差而且精度低。因此，改進傳聲器設計的主要目標就是將前置放大器和數字技術結合起來，在保持極低功耗的同時，通過提高線性度和降低噪聲來增加動態范圍。

移動電話處于固有的噪聲環境。傳統的JFET放大器（以及任何純模擬）方案的問題是，模擬傳聲器的輸出信號很容易受到潛伏在放大器和模數轉換器（ADC）之間的噪聲信號的干擾。因此，將ADC集成到傳聲器中，使傳聲器自身能夠提供數字輸出，以減小噪聲干擾。

系統描述
集成的數字輸出前置放大器及其接口的框圖如圖2所示。傳聲單元的信號首先經放大器放大，然后經ADC轉換成數字信號。內部穩壓電源向放大器和ADC供電，既確保了良好的電源電壓抑制能力，又為 模擬部分提供了獨立的電源。

圖2. 采用ADAU1301傳聲器前置放大器的數字傳聲器系統框圖

T按照儀表放大器結構中利用匹配電容器設置增益的方法使用兩只運算跨導放大器(OTA) 采用CMOS工藝制造前置放大器。這種帶有MOS輸入晶體管的結構，對于容性信號源具有接近零輸入導納的非常理想特性。由于使用電容進行增益設置，所以確保了高增益精度（只受光刻工藝限制）和多層-多層（poly-poly）電容器固有的高線性度。通過金屬掩模編程很容易設置該放大器的增益， 其增益可達到20 dB。

該ADC是一個四階、單回路、單bit Σ-Δ調制器，其數字輸出是單bit過采樣信號。使用Σ-Δ調制器實現模數轉換具有以下幾個優點：

• 噪聲整形將量化噪聲的頻譜移到高頻段，移到有用頻帶之外很遠之處。因此，該電路系統無需嚴格的匹配要求就能達到高精度。

• ADC采用單bit Σ-Δ調制器，因此使其具備固有高線性度。

• 在單bit、單回路調制器中，只有一個積分器有要求嚴格的設計限制。內回路積分器的輸出都經過噪聲整形處理，因此放寬了對它們的設計要求。這樣就降低了功耗。

高階Σ-Δ調制器的潛在問題是，當輸入超過最大穩定幅度（MSA）時，容易產生不穩定。 當高階Σ-Δ調制器（>2）由于過載變得不穩定時，即使輸入降到最大穩定幅度以下，也不能夠恢復到穩定工作狀態。為了解決這個潛在的不穩定問題，數字控制反饋系統改變了Σ-Δ噪聲傳遞函數，強迫制調制器回到穩定工作狀態。

當系統輸入時鐘降到1 kHz以下時系統進入低功耗休眠模式。這時， 系統消耗的電流從400 µA 降到約50 µA， 這樣當不需要傳聲器時允許用戶節省電能。從低功耗休眠模式回到正常工作狀態只需要10 ms的啟動時間。

因為該系統具有失效分析功能，所以一種特殊的測試模式允許工程師訪問該電路的內部不同節點。在啟動期間通過把這些內部節點切換到DATA引腳，這樣允許工程師訪問加在DATA引腳上的特殊前導碼進行失效分析。

噪聲考慮
電容式傳聲器的CMOS 前置放大器的三個主要噪聲源是閃爍噪聲（1/f噪聲）、輸入晶體管的寬帶白噪聲以及（用于設置該放大器的直流工作點的）輸入偏置電阻器R_BIAS產生的經低通濾波的白噪聲。考慮到人耳對低頻成分的不敏感性，使用了A加權。

1/f噪聲的功率頻譜密度與晶體管的管芯面積成反比。折合到輸入端，1/f噪聲的幅度由下面公式給出

式中，K_f是與工藝有關的常數， f是頻率，W和L分別是該MOS芯片的寬度和長度，C_ox是單位面積的柵極電容。因此，通過增加輸入晶體管的面積就可以降低1/f噪聲的幅度。折合到輸入端的的白噪聲與金屬氧化物半導體晶體管（MOST）的跨導值g_m成反比

式中，k是玻爾茲曼常數，T是絕對溫度。當 MOST進入強反轉工作模式時, g_m≈ 2I_d/V_eff ，其中I_d是漏電流，有效電壓V_eff = V_gs – V_th，即柵源電壓減去 MOST 閾值電壓V_th。通過把輸入對管設計得非常寬，以便當它進入弱反轉工作模式時，強制 MOST工作在類雙極型模式。這時，g_m = I_d/（nV_T），其中n是斜坡因子（MOST管的長寬比，典型值為1.5），V_T是熱電壓。因此，通過最大化MOST管的長寬比可以優化白噪聲性能。

將輸入偏置電阻連接到容性源，因此其噪聲是經過低通濾波后的噪聲。假設噪聲是低通濾波后的白噪聲，低通濾波器的截止頻率比音頻段的頻率小很多，可以得到總噪聲功率是kT/C，其中C是該節點的電容值。

當今的趨勢是傳聲單元越來越小，導致其電容越來越小，而噪聲則隨著傳聲單元電容的減小而增加。不過，由偏置電阻引起的音頻段噪聲的功率還取決于低通濾波器的截止頻率。截止頻率越低，在音頻段范圍內保留的總噪聲功率就越小。為了將噪聲壓低，偏置電阻的阻值必須增加到傳聲電容值每一半的四倍。因此，對于 3 ~ 5 pF的傳聲器電容，電阻最小值約為10 GΩ。

在片內實現如此大的阻值，一個好的解決方案是使用一對反向并聯、在平衡點附近具有極大阻值（通常為 1 TΩ ~ 10 TΩ）的二極管。對于大信號，阻值降低，假設在過載后具有快速建立時間。 圖3示出帶內噪聲是輸入偏置電阻 R_BIAS的函數。

圖3. 偏置電阻器噪聲

必須相對傳聲器電容優化前置放大器的輸入晶體管面積。如前所述，盡管如果輸入晶體管做得很大，那么1/f噪聲將會降低，但是信號源的容性負載也會增加，從而衰減了信號幅度并降低了有用寬帶內的信噪比（SNR）。這里需要折衷考慮：如果輸入晶體管做得很小，那么信號源的容性負載就變得很小，但是1/f噪聲卻顯著增強，從而降低了低頻的信噪比。對于1/f噪聲，使信噪比達到最佳的方法是輸入晶體管的柵源電容等于傳聲器電容加寄生電容。對白噪聲，最佳化信噪比的方法是輸入晶體管的柵源電容等于傳聲器電容加寄生電容的三分之一。在實際中，最好的折衷方法是柵電容落在這兩個值之間。

自舉電路可以將輸入引腳對整片芯片輸入電容的影響降到最低。由于折合到輸出端的白噪聲與g_m成正比，所有電流源MOST都被偏置在強反轉區域，從而將噪聲的影響降到最低。

表1列出了ADAU1301傳聲器前置放大器的關鍵參數和性能。

表1. ADAU1301的典型參數和性能（除非另外說明）

全集成數字傳聲器
這種數字輸出放大器雖然完全滿足ECM的要求，但它不能完全適合于新興的微電子機械系統（MEMS）傳聲器市場，它要求更高的集成度。固態MEMS元件中沒有駐極體層的等效物，因此容性元件需要一個集成的高壓偏置源。因為傳聲單元構成了一個純容性負載，沒有電流從偏置參考源流出，因此這個擴展版本的放大器系統可能會包括一個低功耗的內置電荷泵，從而無需存儲電荷源的問題。

結束語
專為移動電話市場設計的傳聲器前置放大器自然推動了數字輸出傳聲器的興起。通過噪聲分析產生了達到要求動態范圍的低噪聲儀表放大器。低功耗Σ-Δ ADC不受嚴格的設計限制能達到高分辨率。低功耗休眠模式，當不需要傳聲器時進入節電模式，可以延長電池工作壽命。特殊測試模式，為制造商提供便于訪問其它內部節點進行測試的方法，為檢測前置放大器的模擬輸出提供了便利條件。