全橋雙向電流源高頻鏈逆變器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，它由高頻逆變器、高頻變壓器和周波變換器3部分組成。工作時(shí)，按能量傳遞方向來(lái)看，該逆變器工作在兩個(gè)不同狀態(tài)。當(dāng)輸入電源向負(fù)載傳遞功率時(shí)，高頻鏈逆變器將直流電壓能源變換為脈動(dòng)的電流能量存儲(chǔ)在儲(chǔ)能式高頻變壓器中，周波變換器將該高頻脈動(dòng)電流低頻解調(diào)，經(jīng)濾波后得到低頻交流電，供電給負(fù)載。負(fù)載向輸入電源回饋能量時(shí)，高頻逆變器工作在整流狀態(tài)，周波變換器工作在調(diào)制狀態(tài)。

　　圖1 全橋雙向電流源高頻鏈逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　全橋雙向電流源高頻鏈逆變器是以反激式(Flyback)功率變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)的。按照輸出電壓uo和輸出電流io的極性劃分，該逆變器具有4種工作模式A，B，C，D，每一種工作模式的結(jié)構(gòu)拓?fù)涠枷喈?dāng)于一個(gè)Flyback功率變換器，而且對(duì)于不同的負(fù)載，逆變器的工作模式順序不同。

　　當(dāng)uo>0，io>0時(shí)，逆變器工作在模式A，VM1和VM4高頻斬波，VM5常通。Ui，L1，L2，VM1，VM4，VM5，VD6，C，Z構(gòu)成一個(gè)Flyback變換器，電源Ui向負(fù)載Z傳輸能量。

　　當(dāng)uo<0，io>0時(shí)，逆變器工作在模式B，VM5高頻斬波，VM6常通。Li，L1，L2，VM5，VM6，VD1，VD2，VD3，VD4，C，Z構(gòu)成一個(gè)Flyback變換器，負(fù)載Z向電源Ui回饋能量。

　　當(dāng)uo<0，io<0時(shí)，逆變器工作在模式C，VM2和VM3高頻斬波，VM6常通。Ui，L1，L2，VM2，VM3，VM6，VD5，C，Z構(gòu)成一個(gè)Flyback變換器，電源Ui向負(fù)載Z傳輸能量。

　　當(dāng)uo>0，io<0時(shí)，逆變器工作在模式D，VM6高頻斬波，VM5常通。Ui，L1，L2，VM5，VM6，VD1，VD2，VD3，VD4，C，Z構(gòu)成一個(gè)Flyback變換器，負(fù)載Z向電源Ui回饋能量。

　　當(dāng)逆變器帶感性負(fù)載時(shí)，輸出電流的基波分量io落后于輸出電壓uo，其控制原理波形如圖2所示。從圖中可以清晰地看到，控制原理波形與上述4種工作模式是一一對(duì)應(yīng)的。逆變器工作順序?yàn)锳→B→C→D。

　　圖2 控制原理波形

　　2 高頻鏈逆變電源控制系統(tǒng)

　　2.1 控制系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)

　　控制系統(tǒng)以TMS320F2812為核心，主要包括電壓模擬量采樣電路、電壓電流過(guò)零信號(hào)檢測(cè)電路和MOSFET驅(qū)動(dòng)電路等。現(xiàn)場(chǎng)采集到的電壓模擬量經(jīng)過(guò)模擬信號(hào)調(diào)理電路送入DSP的ADC單元，由DSP定時(shí)采樣并完成A/D轉(zhuǎn)換，DSP將A/D轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)與參考正弦電壓信號(hào)做比較得到誤差信號(hào)，再根據(jù)DSP捕獲單元捕獲到的系統(tǒng)輸出電壓電流過(guò)零信號(hào)情況，輸出脈沖信號(hào)至驅(qū)動(dòng)電路，完成對(duì)主電路的控制。

　　2.2 控制系統(tǒng)的硬件電路

　　2.2.1 電壓、電流檢測(cè)及調(diào)理電路

　　系統(tǒng)需要檢測(cè)輸出電壓的瞬時(shí)值及輸出電壓過(guò)零信號(hào)和輸出電流過(guò)零信號(hào)，作為反饋?zhàn)兞恐罝SP。系統(tǒng)輸出電壓采集電路使用線(xiàn)性光耦HCNR200實(shí)現(xiàn)隔離采樣。HCNR200具有高線(xiàn)性度、低成本、高穩(wěn)定度及可靈活設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)，適合采樣電路的工作要求。該電壓采集系統(tǒng)中，先將輸出電壓分壓，然后經(jīng)過(guò)線(xiàn)性光耦HCNR200實(shí)現(xiàn)反相采集信號(hào)，幅值為1;再經(jīng)過(guò)反相比例加法器使得采集到的交流電壓信號(hào)大小在0～2.5 V之間，中心值為1.25 V;再經(jīng)過(guò)限幅保護(hù)送至DSP的A/D端。電壓檢測(cè)電路圖如圖3所示。

　　圖3 電壓信號(hào)調(diào)理電路

　　輸出電流過(guò)零信號(hào)采集電路的主要原理是利用運(yùn)算放大器的飽和截止特性，將電流霍爾傳感器LA58-P采集到的電流信號(hào)反相比例放大，通過(guò)選擇較大的放大倍數(shù)，使運(yùn)算放大器工作在飽和狀態(tài)，這時(shí)輸出波形近似雙極性方波，再經(jīng)過(guò)IN4148二極管整形及分壓后得到幅值為3.3 V單極性方波，送至DSP的I/O接口，電路如圖4所示。輸出電壓過(guò)零信號(hào)采集電路與之相似，只是換用線(xiàn)性光耦HCNR200采集電壓信號(hào)而已。

　　圖4 電流過(guò)零信號(hào)采集電路

　　2.2.2 馬區(qū)動(dòng)電路

　　DSP控制單元輸出的SPWM信號(hào)需經(jīng)過(guò)隔離驅(qū)動(dòng)模塊再送至MOSFET的柵極，實(shí)現(xiàn)對(duì)MOSFET開(kāi)斷的控制。驅(qū)動(dòng)電路有很多種，該系統(tǒng)中的驅(qū)動(dòng)電路采用集成芯片IR2110完成。IR2110內(nèi)部應(yīng)用自舉技術(shù)實(shí)現(xiàn)同一集成電路可同時(shí)輸出2個(gè)驅(qū)動(dòng)逆變橋中高壓側(cè)與低壓側(cè)的通道信號(hào)，工作電壓可達(dá)500 V，特別適合橋式電路的驅(qū)動(dòng)。IR2110設(shè)計(jì)和使用都非常方便，其電路接線(xiàn)圖如圖5所示。其中，引腳HIN及引腳LIN分別為驅(qū)動(dòng)逆變橋中同支路上下兩個(gè)MOSFET功率管驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)的輸入端，接DSP控制器發(fā)出的2路驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)。低壓側(cè)通道門(mén)極驅(qū)動(dòng)輸出VCC提供電源，高壓側(cè)通道門(mén)極驅(qū)動(dòng)輸出由VB供電。15 V電源接至引腳VCC，自舉電容C2負(fù)極接至VS(高壓側(cè)浮動(dòng)地)一腳，正極接至浮動(dòng)電源VB上，+15 V電源通過(guò)快恢復(fù)二極管對(duì)自舉電容充電，為高壓側(cè)通道HO供電，自舉電容C2使高壓側(cè)電源獲得一個(gè)高于VR的電壓。自舉電容C2的取值取決于開(kāi)關(guān)頻率、占空比和功率等，對(duì)于5 kHz以上的開(kāi)關(guān)應(yīng)用，通常采用0.1μF的電容。

　　圖6 系統(tǒng)流程圖

　　2.3 控制系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)

　　在設(shè)計(jì)軟件框架時(shí)，本著模塊化、子程序化的設(shè)計(jì)思想，根據(jù)程序所實(shí)現(xiàn)功能的不同，將其分為4個(gè)模塊：主程序模塊、周期中斷模塊、ADC中斷模塊和CAP中斷模塊。圖6為控制系統(tǒng)的主流程圖。

　　在主程序模塊中，對(duì)各個(gè)模塊進(jìn)行初始化，調(diào)節(jié)計(jì)算程序和其他程序。初始化程序中先將6個(gè)復(fù)用的I/O引腳設(shè)置為PWM波輸出引腳，再對(duì)其他寄存器進(jìn)行初始化。在完成所有的初始化工作后，使能以下所需中斷。CAP中斷對(duì)輸出電流電壓的極性進(jìn)行判斷，用變量Flag_I和Flag_U作為標(biāo)志，以判斷逆變器的工作模式;A/D中斷中將采樣值轉(zhuǎn)換成算法運(yùn)算所需的實(shí)際值，與參考信號(hào)做比較，得到誤差信號(hào);T2周期中斷實(shí)時(shí)根據(jù)所更新的誤差信號(hào)對(duì)脈沖寬度進(jìn)行調(diào)整，更新比較寄存器中的數(shù)值。主要寄存器的設(shè)置如下：

　　PWM信號(hào)的產(chǎn)生用到了EVA的兩個(gè)通用計(jì)時(shí)器和全比較單元。其中，通用定時(shí)器GP1用于產(chǎn)生對(duì)稱(chēng)三角載波;GP2用于觸發(fā)定時(shí)器中斷程序，以調(diào)整占空比。PWM波形的產(chǎn)生所需要的對(duì)事件管理器用寄存器主要有以下幾個(gè)：

　　(1)設(shè)置周期寄存器T1PR和T2PR

　　設(shè)定功率管的開(kāi)關(guān)頻率為20 kHz，則三角波載波頻率為20 kHz，系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為150 MHz。T1定時(shí)器的計(jì)數(shù)方式采用連續(xù)增減模式，則T1PR的值可由以下式子計(jì)算得到。

　　解得T1PR=3 750。

　　GP2觸發(fā)定時(shí)器的中斷頻率為20 kHz，系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為150 MHz，T2定時(shí)器的計(jì)數(shù)方式采用連續(xù)增模式，則T2PR=7 500。

　　(2)設(shè)置當(dāng)前全比較寄存器CMPRx的值(采用對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣法)

　　設(shè)三角載波的幅值為1，周期為T(mén)c。正弦信號(hào)為ur=sinωrt，若采用對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣法，則得到的正弦脈沖寬度為δ=Tcsinωrti。其中，ti為三角載波過(guò)零點(diǎn)。為了減小CPU的負(fù)擔(dān)及滿(mǎn)足實(shí)時(shí)性的需求，SPWM邏輯驅(qū)動(dòng)信號(hào)采用查表法產(chǎn)生。將控制系統(tǒng)中所需的正弦基準(zhǔn)信號(hào)制作成一個(gè)正弦數(shù)據(jù)表供查用，根據(jù)以上設(shè)計(jì)參數(shù)，一個(gè)周期內(nèi)需要400點(diǎn)，故占空比的寬度值Duty為：

　　Duty=T1PR×2sin[n]

　　若比較方式控制寄存器ACTRA配置PWM1～PWM6均為高有效時(shí)，根據(jù)全橋雙向電流源高頻鏈逆變器的控制方式，VM1和VM4的控制脈沖由CMPR1控制，設(shè)變量

　　;若當(dāng)VM1和VM4需要高頻斬波時(shí)，CMPR1=T1PR-CMP;若當(dāng)VM1和VM4需要一直關(guān)斷時(shí)，CMPR1=0xFFFF。CMPR2，CMPR3均可以用這樣的方式設(shè)置。

　　3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

　　對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)為：輸入直流電壓為24 V，輸出電壓為220 V正弦交流電，輸出額定容量為250 VA。VM1～VM4采用MOSFET，型號(hào)為IRF2807;VM5，VM6采用MOSFET，型號(hào)為IRFPF50。高頻變壓器的磁芯為PC40 EE42/21/20，初級(jí)繞組為8匝，采用AWG#18導(dǎo)線(xiàn)5根并繞;次級(jí)繞組為127匝，采用AWG#20導(dǎo)線(xiàn)。如圖7所示。

　　圖7 試驗(yàn)結(jié)束

　　可以看出，在純阻性負(fù)載的情況下，uo，io的極性相同，VM5和VM6處于工頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管一直處于互補(bǔ)工作狀態(tài)，能量?jī)H從輸入電源流向負(fù)載。在阻感性負(fù)載時(shí)，io落后于uo，功率管VM5處于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)了能量的雙向流通。當(dāng)逆變器帶純阻負(fù)載時(shí)，測(cè)得的逆變器的效率為83.4%。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該控制策略的可行性和有效性及高效率性。

　　4 結(jié)語(yǔ)

　　本文基于TMS320F2812設(shè)計(jì)了全數(shù)字化控制的高頻鏈逆變電源系統(tǒng)，主電路采用全橋雙向電流源高頻鏈逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，控制方案采取電壓瞬時(shí)值反饋，控制方案簡(jiǎn)單。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了全橋雙向電流源高頻鏈逆變電路在阻性負(fù)載和感性負(fù)載下的可行性。該逆變器能實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，具有變換效率高，體積小，重量輕等優(yōu)點(diǎn)，具有良好的應(yīng)用前景。