遲滯控制是最簡單的穩壓控制方法之一。這種控制方法非常簡單，只需在輸出電壓低于參考電壓時接通開關，在輸出電壓上升到稍高于參考電壓時斷開開關。因此輸出紋波受到遲滯水平的直接影響。有些東西簡單到難以想象，但并不總是越簡單越好。隨著輸入電壓的變化，開關頻率往往也會有很大的變化。這是基于遲滯原理的穩壓設計的最大缺點之一。
為了改善這一狀況，業界開發出了固定開啟時間的控制技術，這種技術只需增加一點點復雜性，即能提供明顯改善的頻率控制性能。這種技術需要在控制電路的信號路徑上增加一個簡單的單觸發定時器。單觸發定時器的周期可以進行編程，它是輸入電壓的反函數。只需通過連接到Vin的單個電阻就能實現編程。不過在這種設計中遲滯控制電路仍然需要保留，因此在反饋引腳上仍需要一定的紋波電壓。很可惜，在某些情況下這一紋波分量可能超過所需。
陶瓷輸出電容會使紋波的相位偏離電感電流90°，因此不能提供正確控制主開關所需的時序關系。圖1中所示的電路可以解決這些問題，并且在某個例子中實現了完全與ESR無關，而電路復雜度只是稍許增加，輸出紋波則有明顯下降。
圖1：COT穩壓器框圖和典型應用電路
這些電路被配置為輸入電壓范圍為15V到75V，輸出10V標稱電壓時電流為1.25A。大多數測試是在輸入電壓為30V時完成的。
COT穩壓器框圖和典型應用電路如圖1所示。
只要輸出電容C2具有足夠的ESR使其在開關頻率點呈現阻性，這個電路都將正常工作?？刂齐娐穼⑤敵龅娜遣y波的底部穩定在標稱的2.5V。只要Vout低于這一電平，取決于輸入電壓的開啟時間就會被初始化，迫使輸出電壓稍微抬高一點。這一過程不斷地重復進行。因此開關頻率和輸出紋波受設置的開啟時間所控制。如果輸出電容值非常大，就會有很少量的信號包含在輸出紋波中，造成反饋信號的信噪比非常低，電路就會對噪聲非常敏感。如果使用非常低ESR的電容，也會產生同樣的問題，原因是信號幅度低，并且需要的信息被相移了90°。
圖2是一個22uF陶瓷輸出電容串聯一個1.5Ω電阻的情況。
圖2：一個22uF陶瓷輸出電容串聯一個1.5Ω電阻的情況
這種電路可以提供限定的、控制良好的ESR。開關電路非常穩定，工作可靠，但疊加在10V輸出上的紋波峰峰值接近500mV。在許多情況下這個結果可能完全可以接受，從而認為設計已經完成。圖3是為了減少紋波而取消了1.5Ω電阻時的情況，結果令人失望。
圖3：為了減少紋波而取消了1.5Ω電阻時的情況
降低紋波電壓
值得注意的是，開關脈沖是成串出現的，紋波看起來非常接近正弦波。為了使紋波幅度下降約一半，只能放棄正確的操作。仔細觀察電路設計可以發現從哪里開始改進的首要線索。需要注意的是，R1/R2分壓器用于向穩壓器提供反饋并設置想要的輸出電壓。這個分壓器會同時衰減紋波電壓和直流電平，因此會降低供給控制電路的有效交流信號。這里所說的穩壓器參考電壓是2.5V，因此對于10V輸出來說分壓比是4:1。如果上面的分壓電阻R1再并接一個電容，并且這個電容在開關頻率點的阻抗低于R1，那么就可以顯著地改善交流信號，同時不影響直流穩壓。將拐點頻率設在開關頻率的大約1/10處。當開關頻率為500kHz時，對RC來說意味著50kHz的截止頻率。由于C=1/2πRF，當R1等于3kΩ時，可以計算得到電容值大約為1,000pF。因此可以獲得增加4倍的交流反饋信號，從理論上講應該可以將ESR減少4倍，并重新獲得正確操作。折合成ESR為375mΩ。新電路如圖4所示。
圖4：改進后的新電路
圖5顯示了上面過程的結果。紋波下降到約150mV峰峰值，開關頻率則與先前例子中幾乎相同。
圖5：電路改進后的結果
如果負載端有另外的電容，問題就來了。為了正常工作，對取決于濾波電容ESR的設計來說，這一點特別需要加以關注。一般來說，只要附加電容與穩壓器的輸出電容之間有數英寸的距離，那么兩部分電路之間就有足夠的引線電感進行隔離，電路不會受到負面影響。這里有個例子，即在距離主輸出電容約1英寸的地方增加一個10uF、35V、125mΩ ESR的鉭電容?？梢钥吹剑y波現在下降到了約35mV峰峰值，如圖6所示。值得注意的是，輸出紋波電壓仍與開關節點電壓同相。這意味著負載在開關頻率點仍呈很大的阻性。
圖6：在距離主輸出電容約1英寸的地方增加一個10uF、35V、125mΩ ESR的鉭電容后，紋波下降到了約35mV峰峰值
然而，在靠近輸出電容很近的地方增加較大容值的陶瓷電容就很可能會產生問題。圖7說明了將一個2.2uF的陶瓷電容緊靠輸出電容連接時發生的情況。
圖7：將一個2.2uF的陶瓷電容緊靠輸出電容連接時發生的情況
開關脈沖又開始成串地集中出現。問題是由與主輸出電容的ESR并行放置的附加濾波電容引起的。如果這個附加電容和輸出電容的ESR的轉角頻率接近穩壓器的開關頻率，有效ESR就開始減少，控制電路“看到”的紋波開始衰減。然而，如果附加電容與主輸出電容的距離至少有幾英寸時，就會有足夠的引線電感有效地將主輸出電容和附加電容隔離開來，電路也就能正常工作。從紋波波形可以看出，紋波與開關節點波形之間有明顯的相位偏移。這就意味著負載在開關頻率點呈現很大的容性，而這是不希望看到的結果。
對電路進行改進
也許最佳方案是由人工產生需要的紋波信息并反饋給控制器，讓控制器以為是真正想要的東西。這樣能把輸出紋波做得任意小，同時仍能保證電路正常工作。見圖8。
圖8：R4、C7和C8網絡組成三角波發生器，向FB引腳提供所需的信息
R4、C7和C8網絡組成三角波發生器，向FB引腳提供所需的信息。電阻R4和電容C7對電感上的電壓進行積分，產生的信號再通過C8交流耦合到反饋引腳。正常情況下，電感對其上面的電壓進行積分，并產生三角電流波形，流經輸出電容的ESR后產生用于反饋的三角電壓波。這里的RC電路做的事也非常相似。電容C7對經過R4的電流(正比于加在R4電阻上的電壓)進行積分。該電壓與電感兩端的電壓是相同的。就反饋電路而言，兩者實質上指的是同一件事。來自前面電路的ESR電阻已經被完全取消，電路中唯一的ESR只是22μF陶瓷電容的ESR，因此總的ESR大約在10mΩ數量級。
作為這種實現的結果，Vout端的紋波電壓如圖9所示。
圖9：Vout端的紋波電壓
紋波現在已經到了15mV峰峰值數量級。同時觀察到測得的尖峰電平與以前相比也有所降低。這只是因為已經消除了開關節點測量。與帶有噪聲的信號源連接的另外一個示波器探頭會幅射一定的能量，這一能量會被紋波測量探頭采集。因此在做非常精確的紋波測量時最好使用單個探頭。
在15V到50V輸入范圍內的線性調整度約為20mV。這個設計完全不受額外的大容量輸出電容的影響。它要求零ESR，可以一直保持工作良好。如果環境有噪聲或布線未經優化，只需簡單地減小積分器的時間常數并產生稍多一點信號就行。
這種技術的設計過程相當簡單。在理想開關頻率點的積分電容阻抗應小于反饋分壓電阻。由于在本例中有效分壓電阻稍低于1,000Ω(1,000Ω與3,000Ω并聯)，C7在500kHz頻率點的阻抗應選在100Ω左右，此時可以計算得到容值約為3300pF。由于Vin-Vout與產生的紋波電壓相比非常大，因此可以把R4當作是一個理想的電流源。電流值等于(Vin-Vout)/R4。目標紋波電壓可以較隨意地選為50mV峰峰值。充電電容遵循I/C=dV/dt。當輸入為30V時開啟時間約為650ns。dV選為50mV，C為3,300pF。根據公式可以算出I約為250uA。根據R=(30V-10V)/250uA，R選為75kΩ。交流耦合電容值比積分電容大3到4倍，可以選為0.01uF。這些值都不需要非常嚴格。
需要注意的是，當負載足夠輕以至于強迫電路進入不連續的傳導模式工作(DCM)時，紋波會有所增加(如圖10所示)。
圖10：當負載足夠輕以至于強迫電路進入不連續的傳導模式工作(DCM)時，紋波會有所增加
在這種情況下，40mA輸出時的紋波峰峰值接近1A輸出時峰峰值的兩倍，當負載為零時將增加到約25mV峰峰值。上面的軌跡是DCM下的開關節點。相對頻率較高的振鈴是電感與開關節點上寄生電容諧振的結果。這對任何處于DCM狀態的穩壓器來說都是正常并可以預料到的。開關節點電容由二極管電容、高側開關輸出電容和與任何與PCB布線有關的雜散電容等組成。這種振鈴不需要進行任何處理，它不會引起任何問題。
本文小結
綜上所述，基于固定開啟時間的穩壓器設計可以提供較低的輸出紋波，同時仍保持原始設計的很多簡潔性。對輸出電容ESR沒有要求的COT穩壓器非常實用，生成的設計可以完全不用考慮與大電容負載有關的穩定性問題，因此無需過多考慮反饋環路的穩定性問題即能獲得與復雜得多的時鐘控制PWM系統相同的性能。