隨著便攜式電子產品的快速發展，開關電源逐步向高效、低功耗等方向發展，控制模式方面也出現了許多創新，同步整流控制模式以更低的導通損耗而得到廣泛的應用。

    本文基于同步整流控制模式的BUCK變換器，設計了一種適用于同步整流模式開關電源的過零檢測電路。對于同步整流的DC-DC變換器而言，當驅動較重的負載并工作在連續導通模式（CCM）時，由于同步整流管的低導通阻抗，使得在續流過程中導通損耗降低，從而使變換器的效率大幅度提高。但處于輕載模式時，如果沒有過零檢測電路，在同步整流管續流過程中，當電感電流降為零時，同步整流管不會被關斷，這時必然導致輸出電容上的電荷從電感與同步整流管流向地，電流發生倒灌，從而影響系統的整體性能指標，導致整個電路的效率降低。并且上述倒灌電流在下一周期會對供電電源造成沖擊，影響整體系統的可靠性。過零檢測電路的功能在于，變換器工作于輕載模式時，過零檢測電路檢測同步整流管的電流變化，在同步整流管續流電流為零時，過零檢測電路輸出相應的控制邏輯，關斷同步整流管，使得變換器工作在不連續導通模式（DCM）下，以此來提高開關電源在輕載下的工作效率和可靠性[1-2]。
1 過零檢測電路的必要性
    在BUCK型DC-DC轉換器中，根據整流方式的不同，可分為同步整流模式和異步整流模式。對于異步整流模式BUCK型DC-DC轉換器，由于采用二極管進行續流，會產生較大的導通損耗，降低系統的效率。而同步整流模式在續流過程中，同步整流管工作于深線性區，導通損耗極低，所以能夠極大地提高系統效率。但當工作于輕載狀態時，如果同步整流管續流電流為零時不能被及時關閉，則系統效率會極大地降低，而且可能會使系統受損。因此，針對同步整流BUCK轉換器，設計一款高精度、低功耗的過零檢測電路是非常有必要的。
    以圖1所示BUCK型轉換器拓撲結構對過零檢測電路的工作原理進行敘述。其中M1為主開關功率管，M2為同步整流管，L1為電感, Cout為輸出電容, Rload為負載電阻。正常工作時，M1和M2的柵極電壓相位相反。當M1開啟時，M2關閉；M1關閉時，M2開啟進行續流，從而解決了傳統異步整流中導通損耗大的問題。當負載電流較大時，電感電流整個周期內都不會為零，因此M1和M2交替開啟和關閉，不會存在問題。但當負載電流較小時，M1開啟一段時間后關閉，M2隨后開啟進行續流，由于負載電流較小，電感電流會逐漸減小為零，此時如果不能及時關斷同步整流管M2，輸出電容Cout將通過電感L1和M2進行到地的放電，造成不必要的功耗，所以此時必須使用過零檢測電路將M2關閉，提高系統性能和可靠性[3]。

    為了降低導通損耗，一般RON1、RON2兩電阻設計得非常小，只有幾十到幾百毫歐姆，因此SW端電壓最高可達近似VIN電壓，而一般BUCK轉換器的輸入電壓范圍較寬，最高可達幾十伏特，因此在設計過程中必須考慮過零檢測電路的高壓保護功能，防止對檢測電路中的器件造成損壞。
    另外，由于變換器內部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數的影響，在檢測電感電流時，過零檢測電路并不是在電感續流電流恰好為零時才產生將同步整流管關閉的信號，而是在電感電流稍大于零時即產生將同步整流管關閉的信號，這樣通過一定延遲后，能夠在電感電流為零時關閉同步整流管，從而提高了效率，并且不會出現電流倒灌的現象[4]。例如本電路所應用的BUCK轉換器在檢測到電感續流電流為50 mA左右時發出關閉同步整流管的信號。而過零檢測電路是通過采樣SW端電壓進行檢測續流電流，因此同步整流管的等效電阻對檢測精度有較大的影響，RON1、RON2電阻值可以寫成下面形式：

    (1)過零檢測狀態：當上端功率管M1關閉時，同步整流管M2開啟，此時VC2為高電平，VC1為低電平，過零檢測電路的等效電路如圖3所示，其中RON_NLD1、RON_NLD2分別為NLD1管和NLD2管的導通阻抗。當SW電壓高于某一值時，MP5電流將大于MN7電流，輸出發生翻轉。設流過MN3的電流為I1，則由KVL定理可分別得到MN1、MN2的柵極電壓VGMN1、VGMN2。

   
    從式(7)可以看出，輸出發生翻轉時電感電流IL不再與工藝和溫度有關，只與NLD1、NLD2、M2管的寬長比以及偏置電流有關，而在該系統中偏置電流被設計為一個幾乎不隨溫度變化的量，因此該過零檢測電路具有非常高的精度與穩定性。
    (2)高壓保護狀態：整流管M2關閉、主開關功率管M1開啟時，SW端電壓近似等于電源電壓VIN。為了保護過零檢測電路，此時VC1為高電平，VC2為低電平，等效電路如圖4所示，其中D_NLD2為NLD2管的寄生體二極管。由于該二極管的存在，實現了SW端的高電壓與過零檢測電路低壓管的隔離，從而保護了內部器件不會受到損壞；并且M6管的開啟使MN2的源端電位低于MN1的源端電位，因此流過MN3的電流為0，過零檢測電路的輸出不會發生誤動作。

3 仿真結果及其分析
    本文采用0.6 μm CD工藝，使用Hspice對圖2所示電路進行了仿真驗證，仿真結果如圖5、圖6所示。
  

    圖6是在VDD=5 V、VC2為高電平、VC1為低電平、室溫25 ℃下，對同步整流功率管的漏電流在不同工藝角的一個DC掃描。由圖可知，在不同工藝角下，Vout在同步整流功率管電流約為50 mA時發生了翻轉。由表2可以看出，不同工藝角下電流翻轉點只有1.21 mA的差異，而相對偏離誤差最大為1.26%，由此也證明了所設計電路檢測電流時隨工藝偏差極小。
    本文設計了一種適用于同步整流模式開關電源的高精度、低功耗過零檢測電路。與傳統結構相比，該過零檢測電路結構簡單且精度高，而且由于該架構只使用了少量的MOS，極大地節省了版圖面積。此外，該過零檢測電路的特性受工藝和溫度的影響極小。
參考文獻
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[2] 王輝，王松林，來新泉，等.同步整流降壓型DC-DC過零檢測電路的設計[J].固體電子學進展，2010，30(2)：276-280.
[3] PRESSMAN A I.開關電源設汁(第二版)[M].王志強，譯.北京：電子工業出版社，2005．
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[5] 唐圣蘭.一種高效率同步整流升壓DC-DC變換器設計研究[D].成都：電子科技大學，2007．