無源PFC與有源PFC方案比較

典型離線反激電源轉(zhuǎn)換器在開關(guān)穩(wěn)壓器前面采用全波橋整流器及大電容，選擇這種配置的原因是每2個線路周期內(nèi)線路功率降低，直到零，然后上升至下一個峰值。大電容作為儲能元件，填補相應(yīng)所缺失的功率，為開關(guān)穩(wěn)壓器提供更加恒定的輸入，維持電能流向負載。這種配置的功率利用率或輸入線路波形的功率因數(shù)較低。線路電流在接近電壓波形峰值的大幅度窄脈沖處消耗，引入了干擾性的高頻諧波。

業(yè)界有關(guān)無源(Passive)功率因數(shù)校正(PFC)的方案眾多，這些方案通常都使用較多的額外元器件，其中的一種方案就是谷底填充(valley-fill)整流器，其中采用的電解電容和二極管組合增大了線路頻率導電角，從而改善功率因數(shù)。實際上，這個過程從高線路電壓處以低電流給串聯(lián)電容充電，然后在較低電壓時以較大電流讓電容放電給開關(guān)穩(wěn)壓器。典型應(yīng)用使用2個電容和3個二極管，而要進一步增強功率因數(shù)性能，則使用3顆電容和6個二極管。

圖1：典型谷底填充電路。

雖然谷底填充整流器提高了線路電流的利用率，但并未給開關(guān)穩(wěn)壓器提供恒定的輸入。提供給負載的功率擁有較大紋波，達線路電源頻率的2倍。需要指出的是，仍然需要4個二極管來對線路電源整流，使這種方案所用的二極管數(shù)量達到7個或10個。這些二極管及多個電解電容增加了方案成本，降低了可靠性，并占用了可觀的電路板面積。

另外一種方案是在反激轉(zhuǎn)換器前采用有源(Active) PFC段，如NCP1607B。這種方案提供典型性能高于0.98的優(yōu)異功率功數(shù)，但增加了元件數(shù)量、降低了效率及增加了復雜性，最適用的功率電平遠高于本應(yīng)用的功率電平。

解決方案

高功率因數(shù)通常需要正弦線路電流，且要求線路電流及電流之間的相位差極小。修改設(shè)計的第一步就是在開關(guān)段前獲得極低的電容，從而支持更貼近正弦波形的輸入電流。這使整流電壓跟隨線路電壓，產(chǎn)生更合意的正弦輸入電流。這樣，反激轉(zhuǎn)換器的輸入電壓就以線路頻率的2倍跟隨整流正弦電壓波形。如果輸入電流保持在相同波形，功率因數(shù)就高。提供給負載的能量就是電壓與電流的乘積，是正弦平方(sine-squared)波形。由于這種正弦平方波形的能量傳遞，負載將遭遇線路頻率2倍的紋波，本質(zhì)上類似于谷底填充電路中出現(xiàn)的紋波。

如上所述，輸入電流必須保持在幾近正弦的波形，從而提供高功率因數(shù)。提供高功率因數(shù)的關(guān)鍵在于通過將反饋輸入維持在與線路頻率相關(guān)的恒定電平，不允許控制環(huán)路針對輸出紋波來校正。一種選擇是大幅增加輸出電流從而減小120 Hz紋波總量，某些應(yīng)用可能要求使用這種方案。如果頻率高于可見光感知范圍，通用照明應(yīng)用的LED更能容受紋波。更為緊湊及廉價的方案是濾除返回至PWM轉(zhuǎn)換器的反饋信號，確立接近恒定的電平。這個電平固定了電源開關(guān)中的最大電流。電源開關(guān)的電流由施加的瞬態(tài)輸入電壓除以變壓器初級電感再乘以電源開關(guān)導電的時間長度所確定。

安森美半導體的NCP1014LEDGTGEVB評估板經(jīng)過了優(yōu)化，可以驅(qū)動1到8顆大功率高亮度LED，如Cree XLAMP ?XR-E/XP-E、Luxeon ?Rebel、Seoul Semiconductor Z-POWER或OSRAM Golden Dragon。這設(shè)計基于集成了帶內(nèi)部限流功能的高壓電源開關(guān)的緊湊型固定頻率脈寬調(diào)制(PWM)轉(zhuǎn)換器NCP1014構(gòu)建。由于NCP1014采用固定頻率工作，電流不能上升到高于某個特定點；這個點由輸入電壓及開關(guān)周期或?qū)щ姇r間結(jié)束前的初級電感來確定。由于導電時間的限制，輸入電流將跟隨輸入電壓的波形，從而提供更高的功率因數(shù)。相關(guān)電路圖見圖2。

圖2：NCP1014LEDGTGEVB電路圖。

設(shè)計過程

較高的開關(guān)頻率可以減小變壓器尺寸，但同時會增加開關(guān)損耗。本參考設(shè)計選擇了100 kHz版本的NCP1014作為平衡點。這個單芯片轉(zhuǎn)換器的能效預(yù)計為約75%，因此，要提供8 W輸出功率，預(yù)計需要10.6 W的輸入功率。輸入功率范圍為是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半導體的動態(tài)自供電(DSS)電路，藉減少元件數(shù)量簡化了啟動。這集成控制器的散熱考慮因素決定了最大輸出功率。電路板上的銅區(qū)域會散熱并降溫。當轉(zhuǎn)換器工作時，反激變壓器上的偏置繞組會關(guān)閉DSS，降低轉(zhuǎn)換器功率耗散。較低的工作溫度使更多的電能可以提供給負載。

下文簡單介紹本參考設(shè)計各電源段所選擇的元器件及部分相關(guān)選擇理據(jù)。詳細的設(shè)計過程參見安森美半導體的《用于“能源之星”LED照明應(yīng)用的離線LED驅(qū)動器參考設(shè)計文檔套件》。

1)電磁干擾(EMI)濾波器

開關(guān)穩(wěn)壓器從輸入源消耗電流。有關(guān)諧波含量的要求限制了電源輸入電流的高頻分量。通常濾波器由電容和電感組成，可以削弱不想要的信號。輸入線路上連接的電容以與輸入電壓90°的異相導電電流，這種改變的電流使輸入電壓與電流之間出現(xiàn)相差，降低了功率因數(shù)，故需要在濾波需求與維持高功率因數(shù)之間取得平衡。

根據(jù)電磁干擾的屬性及濾波器元件的復雜特性，電容C1和C2起始選擇了100 nF電容。選擇的差分電感L1用于提供L-C濾波器頻率，約為開關(guān)頻率的1/10。所使用的電感值是：

實際設(shè)計中選擇的是2.7 mH電感，這是一個標準電感值。基于這個起點，根據(jù)經(jīng)驗來調(diào)節(jié)濾波器以符合導電放射限制。電容C2增加到了220 nF，從而提供放射限制余量。電阻R1限制浪涌電流，并在故障事件中提供可熔元件。根據(jù)應(yīng)用環(huán)境的不同，可能需要熔絲來符合安全要求。注意在初級總電容較小的情況下浪涌電流較小。

2)初級鉗位

二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網(wǎng)絡(luò)，控制由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應(yīng)當是快速恢復器件，額定用于應(yīng)對峰值輸入電壓及反射到變壓器初級上的輸出電壓。600 V額定電流為1 A的MURA160快速恢復二極管是二極管D5的適宜選擇。電容C3必須吸收泄漏的能量，同時電壓只有極小的增加，1.5 nF的電容足以用于這類低功率應(yīng)用。電阻R2必須耗散泄漏的能量，但并不必須會降低能效。電阻R2根據(jù)經(jīng)驗選擇47 kΩ。需要注意的是，電阻R2和電容C3必須額定用于125.5 V電壓。

3)偏置電源

二極管D6對偏置繞組提供的電源整流。200 mA電流時額定電壓為100 V的MMBD914二極管是D6的適宜選擇。初級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來濾波。選擇的C5為2.2 µF，C4為0.1 µF，R3為1.5 kΩ。

4)輸出整流器

輸出整流器必須承受遠高于630 mA平均輸出電流的峰值電流。最大輸出電壓為22 V，整流器峰值電壓為93.2 V。所選擇的輸出整流器是3 A、200 V、35 nS的MURS320，提供低正向壓降及快開關(guān)時間。2,000 µF的電容將輸出紋波電流限制在25%，或是峰-峰值144 mA。

5)電流控制

通過監(jiān)測與輸出串聯(lián)的感測電阻RSENSE的壓降，維持恒定的電流輸出。電阻R11連接感測電阻至通用PNP晶體管Q1的基極-射極結(jié)。當感測電阻上的壓降約為0.6 V時，流過R11的電流偏置Q1，使其導通。Q1決定了流過光耦合器U2的LED的電流，并受電阻R4限制。光耦合器U2的晶體管為NCP1014提供反饋電流，控制著輸出電流。

設(shè)定輸出電流Iout=630 mA則要求感測電阻RSENSE=0.85 Ω。感測電阻由4顆并聯(lián)的元件R6、R7、R8和R9組成，選擇R6和R7的阻值為1.8 Ω，選擇R8的阻值為10 Ω，而讓R9開路，從而產(chǎn)生約0.83 Ω的總感測電阻。

6)功率因數(shù)控制

在本電路中維持高功率因數(shù)有賴于緩慢的反饋響應(yīng)時間，僅支持給定輸入電源半周期內(nèi)反饋電平略微改變。對于這種電流模式的控制器件而言，最大峰值電流在半周期內(nèi)幾乎保持恒定。與傳統(tǒng)反饋系統(tǒng)相比，這就改善了功率因數(shù)。電容C6提供慢速的環(huán)路響應(yīng)，抑制NCP1014的內(nèi)部18 kΩ上拉電阻及從反饋光耦合器晶體管消耗的電流。從經(jīng)驗來看，電容C6確定在22 µF至47 µF的范圍之間。

7)變壓器

本LED驅(qū)動器要求的最低輸入電壓為90 Vac，相應(yīng)的峰值為126 Vac，在輸出功率Po=8 W、效率(η)=0.75及Vin=126 V的條件下，計算出的峰值電流Ipk=0.339 A。再使用100 kHz的開關(guān)頻率(fSW)值，計算出初級電感(Ip)=1858 µH。

這個功率等級適合選擇窗口面積(Ac)為0.2 cm2的E16磁芯。最大磁通密度設(shè)定為3 kG，可以計算出的初級匝數(shù)為105匝(T)。輸出電壓限制為22 V，用于開路事件下的保護。為了提供一些輸出電壓余量及降低占空比，輸出電壓值增加50%，達到33 V。次級最小匝數(shù)(Ns)將是約20匝。

NCP1014需要最低8.1 V的電壓，使轉(zhuǎn)換器工作時DSS功能免于激活。最低LED電壓設(shè)計為12.5 V，初級偏置繞組匝數(shù)(Nb)為約13匝。

8)開路保護

齊納二極管提供開路保護。開路電壓由二極管D8電壓、電阻R4壓降及光耦合器LED電壓之和確定。所選擇的齊納二極管D8的額定電壓為18 V。

9)泄漏電阻器及濾波器

電阻R10及電容C10提供小型的放電通道，并為輸出濾波。

10)模擬調(diào)光

本參考設(shè)計包含一個可選的控制部分，這部分電路以模擬電流調(diào)節(jié)來調(diào)光。出于這個目的，可以增加電阻R12、R14、R15、二極管D9、晶體管Q2等元器件從及接往電位計R13的連接。本設(shè)計所選擇的電阻R12的阻值為1 kΩ，調(diào)光電位計R13為10 kΩ，R14為820 Ω，R15為1 kΩ。

11)電容壽命

LED照明的其中一項考慮因素是驅(qū)動器與LED應(yīng)當具有相當?shù)墓ぷ鲏勖ｋm然影響電源可靠性的因素眾多，但電解電容對任何電子電路的整體可靠性至關(guān)重要。有必要分析本應(yīng)用中的電容，并選擇恰當電解電容，從而提供較長的工作壽命。電解電容的可用壽命在很大程度上受環(huán)境溫度及內(nèi)部溫升影響。本參考設(shè)計選擇的電容是松下的ECA-1EM102，額定值為1000 µF、25 V、850 mA、2,000小時及85℃。在假定50℃環(huán)境溫度條件下，這電容的可用壽命超過12萬小時。

測試結(jié)果

相關(guān)測試數(shù)據(jù)是NCP1014LEDGTGEVB評估板在負載為4顆LED、工作電流約為630 mA條件下測得的，除非另行有申明。圖3及圖4是不同條件下的能效測量數(shù)據(jù)。圖5顯示的是不同線路電壓條件下的功率因數(shù)。需要指出的是，輸入電壓在90 Vac至135 Vac范圍內(nèi)時，功率因數(shù)高于0.8，遠高于“能源之星”的LED住宅照明應(yīng)用功率因數(shù)要求。

 

圖3：Vin=115 Vac、不同輸出負載時的能效

圖4：Pout=8.5 W、不同線路電壓時的能效

圖5：不同線路電壓時的功率因數(shù)。

總結(jié)：

“能源之星”標準為固態(tài)照明提供了量化要求，使LED驅(qū)動器面臨一些新的要求，如功率因數(shù)校正。這就要求新穎的解決方案來滿足這些要求，同時還不會增加電路復雜性及成本。本文結(jié)合優(yōu)化的NCP1014LEDGTGEVB評估板，介紹了安森美半導體的離線型8 W LED驅(qū)動器參考設(shè)計的設(shè)計背景、解決方案及設(shè)計過程，并分享了相關(guān)能效及功率因數(shù)測試結(jié)果，顯示這參考設(shè)計提供較高的能效，符合“能源之星”固態(tài)照明標準的功率因數(shù)要求，非常適合這類低功率LED照明應(yīng)用。

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