功率放大器記憶效應(yīng)產(chǎn)生原因及影響

　　功率放大器非線性特性產(chǎn)生的失真分量不恒定，例如三階或五階交調(diào)的幅度、相位會(huì)隨輸入信號(hào)幅度和帶寬的變化而改變。這種失真分量依賴于輸入信號(hào)幅度、帶寬的現(xiàn)象通常稱之為功率放大器的記憶效應(yīng)。

　　輕微的記憶效應(yīng)本身對(duì)功率放大器的線性度并無嚴(yán)重影響。即在雙音頻測試中，隨著音頻間隔的增加，如果放大器三階交調(diào)分量的相位旋轉(zhuǎn)不超過10o，且幅度起伏不大于0.5dB，此時(shí)功放的記憶效應(yīng)不會(huì)明顯影響鄰近信道功率比，可以不予考慮。然而，當(dāng)功率放大器的上下邊帶的ACPR（an adjacent channel power ratio，相鄰信道功率比）出現(xiàn)較大不對(duì)稱現(xiàn)象時(shí)，即使三階、五階交調(diào)分量的相位和幅度失真很小，也不能忽略記憶效應(yīng)對(duì)放大器的影響。

　　減弱功放記憶效應(yīng)的基本思路

　　功放記憶效應(yīng)使射頻預(yù)失真線性化功率放大器的效果有很大退化，為增強(qiáng)射頻預(yù)失真線性化功率放大器的穩(wěn)定性和可靠性，需對(duì)所設(shè)計(jì)的功率放大器進(jìn)行減弱記憶效應(yīng)的相關(guān)處理。

　　降低記憶效應(yīng)的基本想法是：通過附加電路濾除由包絡(luò)和二次諧波控制的三階交調(diào)分量。最簡便的方法是在四分之一波長傳輸線后面的偏置線上，添加輔助電路使包絡(luò)信號(hào)和二次諧波短路，但由于傳輸線的離散作用，使得這種方法難以實(shí)現(xiàn)寬帶短路。因此，短路電路網(wǎng)絡(luò)應(yīng)當(dāng)直接加在緊靠柵極和漏極的地方，而不必經(jīng)過四分之一波長傳輸線才短路。短路網(wǎng)絡(luò)可使用LC串聯(lián)電路實(shí)現(xiàn)。

　　采用附加電路法減弱功放記憶效應(yīng)分析

　　使用附加電路濾除由包絡(luò)和二次諧波控制的三階交調(diào)分量，對(duì)減小功率放大器的記憶效應(yīng)是有效的，現(xiàn)分析如下：

　　假設(shè)信號(hào)的中心頻率為f_{0}、帶寬為f_{U}-f_{L}，并帶有二次諧波和包絡(luò)分量。它的頻譜如圖1所示。

　　信號(hào)的中心頻率可表示為

f_{0}=\frac{f_{U}+f_{L}}{2}≈\sqrt{f_{U}f_{L}} (1)

　　晶體管的一種理想輸出端口匹配電路拓?fù)淙鐖D2。

　　輸入端口的匹配電路拓?fù)渫瑯硬捎蒙厦娴慕Y(jié)構(gòu)。圖中包括濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路和基波的最優(yōu)匹配電路。為了使濾除二次諧波的LC諧振回路對(duì)二次諧波2f_{U}和2f_{L}具有相同的阻抗，則L2與C2組成的諧振回路須在頻率2\sqrt{ω_{U}ω_{L}}處振蕩，即

L_{2}C_{2}=1/(4ω_{U}ω_{L})≈1/(2ω_{0})^{2} (2)

　　假設(shè)濾除包絡(luò)的LC諧振回路和基波匹配電路的阻抗在二次諧波頻率處非常大，則輸出負(fù)載阻抗Z_{L},_{ext}(2f_{U})和 Z_{L},_{ext}(2f_{L})是共軛的，它們的模為

∣Z_{L，ext}(2f_{U})∣=∣Z_{L，ext}(2f_{L})∣=4πL_{2}(f_{U}-f_{L}) (3)

　　顯然，Z_{L，ext}(2f_{U})和Z_{L，ext}(2f_{L})與電感L2和信號(hào)帶寬有關(guān)。

　　為了將包絡(luò)信號(hào)短路，須使用一個(gè)大電容Cg。同樣地，假設(shè)濾除二次諧波的LC回路和基波匹配電路在信號(hào)帶寬頻率處的阻抗非常大，則Z_{L，ext}(f_{U}-f_{L})的?？杀硎緸?/p>

∣Z_{L，ext}(f_{U}-f_{L})∣=2πL_{e}(f_{U}-f_{L}) (4)

　　若電感L2與Le的值相同，那么阻抗Z_{L，ext}(f_{U}-f_{L})將是Z_{L，ext}(2f_{U})的二分之一。最后，需要匹配的優(yōu)化基波阻抗為

jX_{opt}(ω)=[jωL_{2}+1/(jωC_{2})]// jωL_{e}// jωC_{ds} (5)

　　其中ω_{L}≤ω≤ω_{U}，如果濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗非常小，則在實(shí)際中難以將這個(gè)優(yōu)化基波阻抗匹配到實(shí)際的負(fù)載阻抗，故匹配的難度將限制L2、Le和C2的取值。根據(jù)要求，可以得到濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路的最小阻抗值。因此，在設(shè)計(jì)短路網(wǎng)絡(luò)的時(shí)候，應(yīng)注意使濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗要大于這個(gè)最小值。

　　某軍用集群系統(tǒng)基站降低功放記憶效應(yīng)的實(shí)現(xiàn)

　　軍用集群系統(tǒng)所用的頻率范圍一般為400~420MHz，其基站的功率放大器通常使用封裝后的晶體管，故實(shí)際中不得不考慮封裝引腳的電感效應(yīng)。當(dāng)和外部匹配電路配合使用時(shí)，封裝引腳的寄生電感具有改善晶體管的穩(wěn)定性、增加有用帶寬的優(yōu)點(diǎn)。以MRF5P21180HR6 LDMOSFET為例，這種晶體管由兩個(gè)90W的功率單元構(gòu)成，能達(dá)到180W的功率峰值。封裝后單個(gè)功率單元的等效電路如圖3所示。

　　在包絡(luò)這種低頻下，小電容的阻抗非常大，并聯(lián)結(jié)構(gòu)中可忽略不計(jì)。則針對(duì)包絡(luò)分量的阻抗和頻率ω、Lg1、Lg2和Ld2有關(guān)系，并可求出阻抗Z_{S，ext}(f_{U}-f_{L})和Z_{l，ext}(f_{U}-f_{L})的表達(dá)式：

∣Z_{S，ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{g1}+L_{g2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (6)

∣Z_{S，ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{d2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (7)

　　另一方面，對(duì)于二次諧波分量，柵極和漏極外相應(yīng)的阻抗Z'_{S，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})和Z'_{L，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})的表達(dá)式為，

Z'_{S，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=-﹛1/jωC_{pad}/2)//[jωL_{g2}+ (jωL_{g1}//1/jωC_{g，mos})]﹜(8)

Z'_{L，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=?[1/(jωC_{pad}/2)//jωL_{d2} (9)

　　等式（8）、（9）很容易用包含串聯(lián)LC諧振回路的匹配電路實(shí)現(xiàn)，這是因?yàn)槎沃C波分量的相對(duì)帶寬要比包絡(luò)分量的相對(duì)帶寬窄得多，故濾除包絡(luò)分量比濾除二次諧波分量的難度更大。因此，包絡(luò)分量對(duì)記憶效應(yīng)的作用要比二次諧波分量更大。在實(shí)際應(yīng)用中，由于包絡(luò)分量對(duì)功率放大器的記憶效應(yīng)起主要作用，故一般只對(duì)濾除包絡(luò)分量的輔助電路進(jìn)行優(yōu)化，高頻下可用某些寄生參數(shù)較強(qiáng)的大電容（如鉭電容）來代替濾除包絡(luò)分量的串聯(lián)LeCe諧振回路。