前言：一般而言，用來驅(qū)動現(xiàn)今高分辨率類比/數(shù)碼轉(zhuǎn)換器的電源都是擁有數(shù)百歐姆或以上的AC或DC負(fù)載。因此，一個具備有高輸入阻抗(數(shù)百萬歐姆)和低輸出阻抗的運(yùn)算放大器便成為ADC驅(qū)動器輸入的最佳選擇。ADC驅(qū)動器可作為緩沖器和低通濾波器之應(yīng)用，以減低系統(tǒng)的整體雜訊。
隨著訊號在電路板的布線和冗長電纜上傳送，系統(tǒng)雜訊會積聚在訊號里，而一個差動ADC會拒絕任何看來像共模電壓的訊號雜訊。相比起單端的訊號，采用差動訊號有好幾個優(yōu)點。首先，差動訊號可將ADC的動態(tài)范圍增大一倍。其次，它可提供更佳的諧波失真效能。現(xiàn)今有幾個方法可從一個雙重運(yùn)算放大器配置產(chǎn)生出差動訊號。其中一種方法是采用單端/差動轉(zhuǎn)換技術(shù)，而另一種則需動用差動輸入源。為了利用完全的ADC的動態(tài)范圍，ADC的輸入必須被驅(qū)動至滿刻度的輸入電壓。
本文將會討論三種不同的ADC驅(qū)動器架構(gòu)：單到單、單端到差動和差動到差動。主要目的是希望能扼要地提供一切用ADC介接高效能運(yùn)算放大器的資料。
訊號路徑的必要組件
以下會把訊號路徑中的類比前端設(shè)計之幾個組成部份一起討論。典型訊號路徑的類比前端包括有一個用來驅(qū)動ADC的運(yùn)算放大器、一個RC濾波器、ADC和微控制器或數(shù)碼訊號處理器(DSP)。
圖1：典型訊號路徑的類比前端方塊圖
現(xiàn)實世界中的輸入源會帶有不理想的阻抗，因此需依賴一個很低輸出阻抗的緩沖放大器來驅(qū)動ADC的輸入。然而，外置的RL-CL濾波器會作用為一個抗疊頻濾波器，以幫助減低ADC驅(qū)動器的雜訊頻寬，以及緩沖由ADC取樣和保持電路所引致的充電瞬時。為了盡量減低輸入電壓的跌降，外置的并列電容(CL)必須比ADC的內(nèi)置輸入電容大10倍，而同時外置的串行電容(RL)亦必須夠大以固定發(fā)生在運(yùn)算放大器輸出的相位延遲，從而維持電路的穩(wěn)定性。對于大部份的應(yīng)用而言，在運(yùn)算放大器輸出和ADC輸入之間用一個串行隔離電阻來連接，都可以帶來益處，因為這個串行電阻可有助限制運(yùn)算放大器的輸出電流，而為這個串行電阻選定數(shù)值是一項非常重要的工作。
一個比較高的電阻值將會增加運(yùn)算放大器的負(fù)載阻抗，從而改善運(yùn)算放大器的整體諧波失真(THD)效能。可是，ADC通常都較喜歡以一個低阻抗的源來驅(qū)動。因此，必須為這個串行電阻找出最佳的數(shù)值，才能一同為運(yùn)算放大器和ADC帶來最佳的THD、SNR和SFDR效能。當(dāng)把ADC連接到一個運(yùn)算放大器時，最重要是了解將會影響到效能的規(guī)格。現(xiàn)今的ADC規(guī)格，例如是THD、SNR、設(shè)置時間和SFDR等，它們均對濾波、測量、視頻和重現(xiàn)應(yīng)用很關(guān)鍵。高效能運(yùn)算放大器的設(shè)置時間、THD和雜訊效能必須比被驅(qū)動的ADC的效能更好，以確保系統(tǒng)的精確度以及將錯誤減至最低或甚至消除。
在本文中， LMH6611或LMH6618單一運(yùn)算放大器會被用來驅(qū)動單通道的ADC121S101 類比/數(shù)碼轉(zhuǎn)換器，而另一方面，LMH6612或LMH6619雙重運(yùn)算放大器會被用來驅(qū)動差動輸入的ADC121S625或ADC121S705類比/數(shù)碼轉(zhuǎn)換器。這些放大器的應(yīng)用范圍相當(dāng)廣泛，特別適用于要求高速、低供電電流、低雜訊，以及需要驅(qū)動復(fù)雜ADC和視頻負(fù)載的應(yīng)用。
運(yùn)算放大器和ADC的重要規(guī)格
在現(xiàn)實中，有些系統(tǒng)應(yīng)用會要求低THD、低SFDR和寬闊動態(tài)范圍(SNR)，而另一些則可能要求高SNR，并且可能會犧牲THD和SFDR的效能來換取更佳的雜訊效能。
對于運(yùn)算放大器和ADC而言，雜訊都是一項很重要的規(guī)格。這里有三個主要影響ADC整體效能的雜訊來源：量化雜訊--是由ADC本身所產(chǎn)生的雜訊(尤其在較高的頻率下)，以及由應(yīng)用電路所產(chǎn)生的雜訊。輸入源的阻抗可影響運(yùn)算放大器的雜訊效能。理論上，ADC的訊號與雜訊的比例(SNR)可用下列算式計算出來：
算式中的N是ADC的分辨率。例如根據(jù)這條算式，一個12位的ADC便擁有74dB的SNR。可是，實際的SNR數(shù)值會大約是72dB。為獲得更佳的SNR，ADC驅(qū)動器雜訊應(yīng)該愈小愈好。LMH6611/LMH6612/LMH6618/LMH6619的低電壓雜訊僅為10 nV/ 。
運(yùn)算放大器和ADC的整體設(shè)置時間必須在1 LSB之內(nèi)，而LMH6618/LMH6619和LMH6611/LMH6612的0.01%設(shè)置時間分別為120ns和100ns。
此外，ADC驅(qū)動器的THD必須低于ADC。LMH6618/LMH6619在2VPP輸出和100 KHz輸入頻率時的SFDR為100dBc，而LMH6611/LMH6612在2VPP輸出和1 MHz 輸入頻率時的SFDR則為90dBc。
訊號/雜訊比和失真(SINAD)是一個參數(shù)，它結(jié)合了SNR和THD這兩個規(guī)格。SINAD是指輸出訊號的RMS值與所有其它低于時鐘頻率一半的光譜成份之RMS值之比例，這包括諧波但不包括DC，以及可憑下列算式從SNR和THR中計算出來：
由于SINAD是將輸入頻率與所有不良頻率成份作比較，所以它其實是ADC動態(tài)效能的一個整體性測量。以下的部份將會詳細(xì)討論三種不同的ADC驅(qū)動器架構(gòu)。
1. 單到單ADC驅(qū)動器
這個架構(gòu)有一個單端式輸入源接駁到運(yùn)算放大器的輸入，然后此運(yùn)算放大器的單端式輸出會再接駁到ADC的單端式輸入。僅僅10 nV/ 的低雜訊和130 MHz的寬闊頻寬促使LMH6618成為驅(qū)動12位ADC121S101 500KSPS至1MSPS 類比/數(shù)碼轉(zhuǎn)換器的首選，這個ADC擁有一個具備內(nèi)置取樣和保持電路的逐次逼近架構(gòu)(successive approximation architecture)。圖2所示為一個驅(qū)動ADC121S101的LMH6618之原理圖，所用的是具備有增益-1(反相)的二階多重反饋配置。圖中的反相配置比起非反相的為佳，原因是反相配置可提供更多的線性輸出回應(yīng)。表1列出LMH6611或LMH6618與ADC121S101組合后的效能資料。圖3表示出在f = 200 KHz時的LMH6611和ADC121S101組合之FET繪圖。ADC驅(qū)動器的500 KHz截止頻率可從下列算式計算出來：
運(yùn)算放大器的增益由下列算式設(shè)定：
圖2：單到單ADC驅(qū)動器
圖3：單到單ADC驅(qū)動器的FET繪圖
表1：LMH6611/LMH6618與ADC121S101組合后的效能
2. 單端到差動ADC驅(qū)動器
圖4中的單端到差動ADC驅(qū)動器采用了LMH6612雙重運(yùn)算放大器來緩沖一個單端源，以便驅(qū)動一個具備有差動輸入的ADC。其中一個運(yùn)算放大器會被配置成一個單位增益緩沖器，并負(fù)責(zé)驅(qū)動運(yùn)算放大器U2的反相(IN-)輸入和ADC121S625的非反相(IN+)輸入。U2把輸入訊號倒向并驅(qū)動ADC121S625的反相輸入。U2的增益配置為+2，因此可在無需犧牲THD效能下減低雜訊。至于2.5V的共模電壓會同時設(shè)立在兩個運(yùn)算放大器U1和U2的非反相輸入。
當(dāng)0至VREF的單端輸入訊號被AC耦合到運(yùn)算放大器的非反相終端時，以及當(dāng)每一個運(yùn)算放大器的非反相終端在中標(biāo)量2.5V下被偏壓時，這種配置便可產(chǎn)生±2.5Vpp的差動輸出訊號。此外，兩個輸出RC抗疊頻濾波器會同時使用在U1和U2的輸出與ADC121S625的輸入之間，以減輕來自輸入源的不良高頻雜訊之影響。每一個RC濾波器均具備有約22 MHz.的截止頻率。圖5表示出在f = 20 KHz時LMH6612和ADC121S625組合的FET繪圖。
圖4：單端到差動ADC驅(qū)動器
圖5：單端到差動ADC驅(qū)動器的FET繪圖
表2：LMH6612/LMH6619與ADC121S625兩個組合的效能資料
3. 差動到差動ADC驅(qū)動器
LMH6619雙重運(yùn)算放大器可以被配置成一個差動到差動的ADC驅(qū)動器，以便用來將一個差動源緩沖到一個差動輸入ADC，正如圖6所示。該差動到差動ADC驅(qū)動器可用兩個單到單ADC驅(qū)動器組成。這些驅(qū)動器的每一個輸出會接駁到差動ADC的個別輸入。在這里每一個單到單ADC驅(qū)動器都采用相同的組件，并且配置成增益-1(反相)。
圖6：差動到差動ADC驅(qū)動器
下表分別總結(jié)出LMH6612和LMH6619與ADC121S625和ADC121S705這四個組合的效能。表中同時包括有LMH6612和LMH6619分別在2個不同的頻率下連接到兩個ADC的資料。為了用盡ADC的整個動態(tài)范圍，25VPP的最高輸入會施加到ADC的輸入。圖7表示出在f = 20 KHz時LMH6612和ADC121S625組合的FET繪圖。
表3：LMH6612和LMH6619分別連接到ADC121S625和ADC121S70后的效能
圖7：差動到差動 ADC驅(qū)動器的FET繪圖
接地和電路板布局考慮
將輸入源接地連接到電源接地是非常重要的。對于上述每一個的ADC驅(qū)動器配置，當(dāng)建立電阻器網(wǎng)絡(luò)以確保差動輸出擁有相同增益時，必須同時考慮訊號源的阻抗。例如，一個音頻精確訊號產(chǎn)生器擁有22Ω的源阻抗，而電路板則有一個50Ω的終端，因此設(shè)計人員必須調(diào)節(jié)增益和輸入，以便能在運(yùn)算放大器的輸出處獲取所需的訊號。
為了獲得最佳的高頻效能，以下是一些電路板布局的建議：
- 將ADC和放大器放置得愈接近愈好
- 將供電旁路電容器盡量放近裝置(距離少于1英寸)
- 采用表面黏著而非穿孔式組件，以及采用接地和電源層
- 盡量減少布線的長度
- 為冗長布線采用終端式傳輸線
圖8：差動到差動ADC驅(qū)動器的電路板布局
LMH6612/LMH6619只消耗僅6.5mA/2.5Ma的電流，相比起市面上大部份的全差動放大器少了超過20mA。采用LMH6611/LMH6612/LMH6618/LMH6619的主要優(yōu)點是低功率和低成本。當(dāng)中，LMH6611和LMH6612最適合使用在那些在奈奎斯特(Nyquist)頻率20 KHz至2 MHz下運(yùn)行的應(yīng)用，而LMH6618和LMH6619則最適合使用在那些在奈奎斯特頻率20 KHz至500 MHz下運(yùn)行的應(yīng)用。
總括而言，本文涵蓋了所有重要的考慮因素，包括外置RL-CL網(wǎng)絡(luò)的選擇以及運(yùn)算放大器的關(guān)鍵參數(shù)：象是THD、設(shè)置時間和雜訊，這些都是在把高效能運(yùn)算放大器連接到ADC時所必須考慮的參數(shù)。此外，本文還詳細(xì)討論了三種不同的ADC驅(qū)動器配置，并且在實驗室進(jìn)行了嚴(yán)謹(jǐn)?shù)臏y試。最后，本文亦論及接地和電路板布局時需要注意的地方，從而改善系統(tǒng)的效能。