保持電容性負載穩定的六種方法方法包括 RISO、高增益和 CF、噪聲增益和CF、輸出引腳補償以及具有雙通道反饋的 RISO。將闡述具有雙通道反饋的 RISO。
這種拓撲結構通常用于緩沖高精度參考集成電路。作為一種電壓緩沖器，運算放大器電路可提供較高的源電流和吸收電流，這兩種電流最初均來自高精度參考集成電路。雖然，我們特別關注其中一種電路增益——電壓跟隨器電路增益，但是，當增益大于 1 時（只對所提供的計算公式做稍微調整），我們仍可以采用具有雙通道反饋的 RISO。在此我們將重點講述兩種最主要的運算放大器拓撲結構，即雙極發射極跟隨器以及 CMOS RRO。分析和合成的步驟和技術相類似，但是，仍存在細微的差別，這些細微的差別足以確保觀察到各種不同的輸出拓撲結構。為了獲得一種意外的收獲，我們有意不遵循經以往的歷史經驗，并創建 BIG NOT 以檢測不適當穩定性補償的效果。
從穩定性分析工具套件中，我們可以看到，具有雙通道反饋的 RISO 技術由一階分析得出，經Tina SPICE環路穩定性仿真確認，并由 Tina SPICE 中的 Vout/Vin AC 傳輸函數分析進行檢驗，最后采用 Tina SPICE 中的實際瞬態穩定性測試方法進行全面的檢驗。在過去長達25年中，我們在真實環境以及實際的電路情況下進行了測算，充分驗證了這種電容穩定性技術。然而，由于資源的限制，本文所述電路并未進行實際構建，在此僅供讀者練習或在自身特定的技術應用（如分析、合成、仿真、構建以及測試等）中使用。
雙極發射極跟隨器：具有雙通道反饋的 RISO
我們選擇用于分析具有雙通道反饋的 RISO 的雙極發射極跟隨器為 OPA177，具體情況請參閱圖 10.1。OPA177 為一款低漂移、低輸入失調電壓運算放大器，其能在 ±3V ～±15V 的電壓范圍內工作。
圖 10.1 雙極發射極跟隨器運算放大器的技術規范
圖 10.2 顯示了一款典型的雙極發射極跟隨器的拓撲結構。請注意，用于 Vo 的正負輸出驅動均為雙極發射極跟隨器。目前，包含“等效電路圖”（表明運算放大器內部所用輸出級的拓撲結構）的產品說明書并不多見。為此，只能通過廠商的內部資料，我們才能確切了解輸出級的結構。
圖 10.2 典型雙極發射極跟隨器運算放大器的拓撲結構
我們用于分析雙極發射極跟隨器的具有雙通道反饋的 RISO電路如圖 10.3 所示。FB#1 通過RF 直接向負載 (CL) 提供反饋，從而促使 Vout 與 VREF 相等。FB#2 通過 CF 提供了第二條反饋通道（在高頻率時占支配地位），從而確保了運行的穩定性。Riso 將 FB#1 和 FB#2 相互之間隔離開來。需要注意的是，在目前用于穩定電容性負載的許多技術中，我們采用了經改進的 Aol 方法（當采用這種方法時，運算放大器的輸出阻抗和電容性負載改變了運算放大器的 Aol 曲線）。在改變后的 Aol 曲線中，我們在圖上標出 1/b，這將有助于電路的穩定運行。當采用具有雙通道反饋的 RISO 時，我們發現，更易于維持運算放大器 Aol 曲線不變并在圖上標出 FB#1 1/b 和 FB#2 1/b?曲線。于是，我們將運用疊加的方法，來獲得一條最終??(net)的?1/Beta 曲線，這樣，當在運算放大器的 Aol 曲線上進行標繪時，我們就能夠輕松地生成一款針對這種電容性負載穩定性問題的解決方案。
圖 10.3 具有雙通道反饋的 RISO：發射極跟隨器
一旦我們選擇了運算放大器，如圖 10.4 所示的 Aol 測試電路就為開展穩定性分析提供了前提基礎。Aol 曲線可從產品說明書中獲取，或者從如圖所示的 Tina SPICE 仿真中測量得出。Aol 測試電路采用雙電源供電，即使 Vout 近乎為零伏，我們仍可測量空載時的 Aol 曲線，而且輸入共模電壓的要求易于滿足。R2 和 R1 以及 LT 為低通濾波器函數提供了一條 AC 通道，從而允許我們在反饋通道中進行 DC 短路和 AC 開路操作。務必提請注意的是，在進行 AC 分析前，SPICE 必須開展 DC 閉環分析，以找到電路的工作點。另外，R2 和 R1 以及 CT 為高通濾波器函數提供了一條 AC 通道，這樣，使得我們能將 DC 開路和 AC 短路一起并入輸入端。LT 和 CT 按大數值等級選用，以確保其在各種相關的 AC 頻率時，電路短路和開路情況下的正常運行。
圖 10.4 Aol測試示意圖：發射極跟隨器
從 Tina SPICE 仿真測量得出的 OPA177 Aol 曲線如圖 10.5 所示。測量得出的單位增益帶寬為 607.2kHz。
圖 10.5 Aol 測試結果：發射極跟隨器
現在，我們必須測量如圖 10.6 所示的 Zo（小信號 AC 開環輸出阻抗）。該 Tina SPICE 測試電路將測試空載 OPA177 的 Zo。R2 和 R1 以及 LT 為低通濾波器函數提供了一條AC通道，這樣，使得我們能將 DC 短路和 AC 開路一起并入反饋電路。DC 工作點在輸出端顯示為接近零伏，這也就是說，OPA177 沒有電流流入或流出。此時，通過運用1Apk AC電流生成器（我們能夠掃視 10mHz 至 1MHz 的 AC 頻率范圍），Zo 的測量工作就可以輕松完成。最后，得出測量結果Zo = Vout（如果將測量結果的單位從 dB 轉換為線性或對數，那么 Vout 也將為以歐姆為單位的 Zo）。
圖 10.6 空載 Zo 測試電路：發射極跟隨器
從圖 10.7 中，我們可以看出，OPA177 Zo 是雙極發射極跟隨器輸出級所獨有
的特征，而且這種輸出級的 Ro 在 OPA177 單位增益帶寬之內，是控制輸出阻抗的專門組件。OPA177 的 Ro 為 60 歐姆。
圖 10.7 開環輸出阻抗：發射極跟隨器
圖 10.8 Zo 外部模型：發射極跟隨器
為了使 1/b分析的情況包括在?Zo 與 RISO、CL、 CF 以及 RF 之間相互作用的影響結果內，我們需將 Zo 從運算放大器的宏模型中分離出來，以便于弄清楚電路中所需的節點。這種構思如圖 10.8 所示。U1 將提供了產品說明書中的 Aol 曲線，并從 Riso、CL、CF 以及 RF 的各種影響中得到緩沖。
圖 10.9 Zo 外部模型詳圖：發射極跟隨器
通過如圖 10.9 所示的 Zo 外部模型，我們能夠測量 Zo 與 Riso、CL、RF 以及 CF 之間相互作用對 1/b的影響。在?Zo 外部模型中，設置 Ro = Ro OPA177，實際測量值為 60 歐姆。壓控電壓源 VCV1 將運算放大器宏模型 U1 從 Ro、Riso、CL、CF 以及 RF中隔離開來。將 VCV1 設置為 x1，以確保產品說明書中的 Aol 增益不變。由于我們要在穩定性狀況最糟的情況下（只存在 CL 以及我們計算得出的空載 Zo [此時 Ro="60" 歐姆]）分析這種電路，因此，務必排除各種大的 DC 負載。VOA 是一個與運算放大器相連的內部節點，在實際工作中，我們無法實現對這種節點的測量。同時，許多 SPICE 宏模型上的這種內部節點接入，也并非易事。對 1/b進行分析（相對于 VOA），已涵蓋了?Ro、Riso、CL、CF 以及 RF 的影響。如果未采用 Zo 外部模型，SPICE中的最終穩定性仿真就無法標繪出 1/b的曲線；但是，如果采用?Zo 外部模型，則可標繪出環路增益的曲線以確認我們分析的正確性。
首先，我們要分析如圖 10.10 所示的 FB#1。請注意，由于我們只分析 FB#1，所以 CF 可視為處于開路狀態。接下來，我們將分析 FB#2。然后，通過采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的 1/b。分析結果如圖上所示，有關的公式推導和具體細節，請參閱下一張圖（圖 10.11）。我們發現，當 fzx="183".57Hz 時，FB#1 1/b曲線的增益為零。低頻?1/b值為1。如欲獲得該增益，那么低頻1/b值應大于1。
圖 10.10 FB#1 分析：發射極跟隨器
圖 10.11 FB#1 1/b公式的推導：發射極跟隨器
FB#1b的公式推導如圖 10.11 左側所示。由于 1/b是b的倒數，所以?FB#1 1/b的計算結果可以輕而易舉的被推導出來，具體推導過程，請參閱圖?10.11右側。從圖中我們還發現，在b推導過程中的?pole, fpx 變成了 1/b推導過程中的?zero, fzx。
我們將采用如圖 10.12 所示的電路來開展 AC 分析：通過 Tina SPICE，求取 FB#1 的 1/b，OPA177 的 Aol 以及只采用 FB#1 電路的環路增益。正因為如此，所以我們將 CF 從圖中除去。
圖 10.12 FB#1 AC 電路分析：發射極跟隨器
FB#1 1/b的結果標示在圖10.13中的?2;OPA177 Aol 曲線上。在環路增益為零的 fcl 處，我們發現，接近速率為 40dB/decade：
[（Aol 曲線上的–20dB/decade）–（FB#1 1/b曲線上的?+20dB/decade ）= –40dB/decade 接近速率）]
接近速率的經驗數據表明了存在的不穩定性。我們對 FB#1 的分析是基于 zero、fzx = 183.57Hz，低頻 1/b= 1 的情況。從圖 10.13 中可以看出，我們的一階分析準確地推算出了 FB#1 1/b的數值。
圖 10.13 FB#1 1/b曲線圖：發射極跟隨器
從圖 10.14 中我們發現，只配置 FB#1 的電路環路增益分析顯示，在環路增益為零的 fcl 處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實了電路的不穩定性。通過檢測圖 10.13 中 Aol 曲線上的 FB#1 1/b曲線，可推算出環路增益曲線上的極點和零點。
圖 10.14 FB#1 環路增益分析：發射極跟隨器
圖 10.15 FB#1瞬態
穩定性測試電路：發射極跟隨器
如果我們有任何疑問，或如果只采用 FB#1 構建參考緩沖電路，此時，我們可運用如圖 10.15中的電路，進行實際的瞬態穩定性測試。
圖 10.16 中的瞬態穩定性測試結果同時與 Aol 曲線上的 1/b值和環路增益曲線一致，因此，證明了只采用 FB#1 構建參考緩沖電路，將導致電路運行的不穩定性。
圖 10.16 FB#1 瞬態穩定性測試：發射極跟隨器
現在，我們必須弄清楚如何生成一款解決方案，以保證電容性負載參考緩沖電路的穩定性。此時，我們進一步了解了如圖 10.17 所示的 Aol 曲線和 FB#1 1/b曲線。如果我們添加如圖?10.17 所示的 FB#2 1/b曲線，我們則會看到一條最終的?1/b曲線，這樣，根據?fcl 處的接近速率以往的穩定性經驗，我們可以推斷電路的運行也將是穩定的。
另外，我們將促使 fpc 低于 1/b曲線中的?fzx 一個 decade，以確保當頻率低于 fcl 時，相位裕度優于 45度。上述工作通過調整 1/b FB#2 的高頻部分，使其比 FB#1 低頻 1/b高出?+10dB。然后，設置 fza，使其至少低于 fpc 一個 decade，以確保當實際應用中進行參數變化時，能夠避免 BIG NOT。通過觀察，我們發現，最終的?1/b曲線是在?FB#1 1/b曲線和 FB#2 1/b曲線中選擇最小數值的?1/b通道而形成的。
務必請記住，在雙反饋通道中，從運算放大器輸出端至負極輸入端的最大電壓反饋將主導著整個反饋電路。最大的反饋電壓意味著b值最大或者是?1/b值最小。圖?10.18 向我們展示了這種關鍵的推算技巧。
最后，在 FB#2 取得支配地位之前，預計 Vout/Vin 的傳輸函數將隨著 FB#1 的變化而變化。此時，Vout/Vin 將會衰減至 –20dB/decade，直至 FB#2 與 Aol 曲線相交，然后，將隨著 Aol 曲線下降。
圖 10.17 FB#2 圖解分析：發射極跟隨器
圖 10.18：雙通道反饋、疊加以及 1/β：發射極跟隨器
圖 10.18 告訴我們，當整個運算放大器電路采用雙通道反饋電路時，最大的 β 值電路將居支配地位。一個很明顯的例子就是，如果有兩個人對著您的同一只耳朵講話，您會更易于聽到哪個人的講話？當然是嗓門最大的那個人！同樣的道理，運算放大器也將會“聽到”β 值最大或 1/β 值最小的反饋電路。運算放大器察覺到最終的 1/β 曲線將是在各種 FB#1 1/β或 FB#2 1/β頻率時，頻率較低的那一條曲線。