采用交錯式升壓級可以降低功率因數校正預調節器功率轉換器輸入及輸出紋波電流，從而縮小升壓電感器尺寸并降低輸出電容的電氣應力。

　　用于 PFC（功率因數校正）預調節器的最常見的拓撲結構為升壓轉換器，該升壓轉換器有一個持續的輸入電流，您可以采用平均電流模式控制技術進行操作，使輸入電流可以跟蹤線電壓變化。圖 1 顯示了一款傳統的單級升壓轉換器。為了更方便地解釋電路工作情況，本文所指的均為直流輸入。ΔIL1 表示轉換器輸入端電感紋波電流變量，同時需要進行濾波處理使其符合 EMI 規范。I1 表示二極管輸出電流，該電流為非持續電流，同時需要輸出電容 (COUT) 對其進行濾波處理。在該拓撲結構中，輸出電容紋波電流 ICOUT 較強，這也是 I1 與 IOUT（直流輸出電流）之間的區別所在。

　　交錯式升壓轉換器

　　圖 2 為雙級 (two-phase) 交錯式升壓轉換器的工作原理圖，該雙級交錯式轉換器由兩個在相位差為 180° 時運行的升壓轉換器組成。輸入電流為兩個電感電流（IL1 及 IL2）之和。由于電感紋波電流的相位相反，這些電流相互抵消，并降低由升壓電感產生的電感紋波電流。當占空比為 50% 時，輸入電感紋波電流消除效果最佳。輸出電容電流為兩個二極管電流 (I1+I2) 之和減去直流輸出電流的差，該直流輸出電流減小了輸出電容紋波電流 IOUT，該輸出電容紋波電流為占空比的一個函數。隨著占空比接近 0、50% 和 100% 時，兩個二極管電流之和就越來越接近直流電的值。這種情況下，輸出電容就不得不只對電感紋波電流進行濾波處理。

　　輸入紋波電流的降低

　　下面的方程式和圖 3 顯示了輸入紋波電流與電感紋波電流的比率 K(D) 如何隨著占空比的變化而變化。在選擇交錯式升壓轉換器的電感器時，牢記該變化是非常重要的。

　　圖 4 顯示了單級升壓轉換器的額定輸出電容 rms 電流，用 ICOUT_rms_single (D) 表示，同時還顯示了雙級交錯式升壓轉換器的額定 rms 電流，用 ICOUT_rms (D) 表示，其為占空比的一個函數。圖 4 則表明雙級交錯式升壓轉換器的輸出電容紋波電流大約為傳統單級升壓轉化器輸出電容紋波電流的二分之一，從而減小了輸出濾波電容的電氣應力。

　　電感器尺寸的估計

　　為了了解交錯式 PFC 預調節器縮小的升壓電感器尺寸所帶來的好處，我對一款單級和一款兩級升壓預調節器（圖 5）進行了數學對比。該設計中需要一個大約為 350W 的最大輸出功率，用 POUT 表示；一個 85V rms 的最小線電壓輸入，用 VINMIN 表示；一個 265V rms 的最大線電壓輸入以及一個轉換效率大約為 95% 的轉換器。電感器的轉換頻率為 100 kHz，用 fS 表示。電感器的輸入紋波電流要求為 30%，同時，兩種拓撲結構電感器的最高電感紋波電流出現在最小輸入及最大輸入電流中。

　　我選取了數個電感器，以應用于基于紋波電流極值的兩種設計。就用于一般輸入端的轉換器而言，當線電壓為峰值，并且交流輸入為最小值時，該點便會出現。當占空比為 0.67 時，轉換器開始工作。圖 6 顯示了占空比是如何隨著線電壓 VIN(t) 的變化而變化的。函數 D1(t) 表明了占空比是如何隨 265V rms 最大輸入而變化的。當轉換器在最大輸入（265V rms）條件下工作時，并且輸入電壓為輸出電壓的二分之一時，就會出現最大電感紋波電流。隨著線電壓值接近輸出電壓值時，占空比隨之減小，電感紋波電流也隨之減弱。

　　在轉換器輸入端，單級 PFC 預調節器中的電感紋波電流較為明顯。用于一般輸入端的單級 PFC 電感大約為 450 µH。得出該計算結果的基礎是，當輸入端為 85V rms，最小占空比為 0.67 時，電感紋波電流為最強。

　　和傳統預調節器一樣，雙路交錯式電感器擁有相同的輸入電流紋波要求。在一個交錯式升壓級中，電感電流的變量大約為 3.4A。最小 rms 輸入電壓的可變最小占空比需要一個大約為 245 µH 的電感。在相同的功率級要求條件下，該電感大致相當于一個單級 PFC 預調節器電感的二分之一。

　　試驗結果

　　為了對 L1、L2 和輸入電流進行計算，我對一款使用 200-µH 電感的雙路交錯式升壓轉換器進行了估算。當線電壓為峰值時以低壓輸入，轉換器開始工作時便會出現電感紋波電流極值。圖 7 中的示波器圖顯示了輸入為 85V rms 時 L1 和 L2 的電感電流。CH1 表示經過整流之后的線電壓，CH2 表示 L1 電感電流，CH3 表示 L2 電感電流，CH4 則表示輸入電流。電流轉換比大約為 4A/段 (division)。

　　圖 8a 和圖 8b 顯示了在最大負載時輸入線電壓和電感紋波電流，其示波器圖的通道與圖 7 中所示相同。這些波形清楚地表明了通道 4 的輸入電流波形。這種兩級交錯式 PFC 的設計采用了一個 220-µF 的輸出電容器。在滿負載狀態時，對于一款單級 350W 的 PFC 預調節器來說，其輸出電容紋波電壓大約為 33.5V。對于一款兩級交錯式 PFC 預調節器而言，輸出紋波將會比單級 PFC 預調節器的二分之一還要小。該原型預調節器的輸出紋波電壓在滿負載狀態時大約為 13V（圖 9）。

　　要確定該原型預調節器是否符合 EN61000-3-2 電流諧波規范，就需要原型預調節器的滿負載功率輸入諧波。第一諧波是 60 Hz 時的 rms 輸入電流。該諧波完全是在 CH61000-3-2 Class D 規范內（參見圖 10）。

　　交錯式 PFC 預調節器允許電源設計人員減少電感磁性。功率轉換器輸入端的電感紋波電流消除可以使設計人員減少大約一半的電感。交錯式PFC 預調節器還可以減少升壓電容器中的紋波電流，進而降低輸出電容器的電氣

過應力。在原型電路未使用濾波的情況下，該設計仍然能達到 EN61000-3-2 Class D 電流諧波規范的要求。盡管其控制電路稍顯復雜，并且使用了更多的組件，但是在高功率應用中，這樣的做法還是值得的。