包含千兆采樣率ADC的系統(tǒng)設(shè)計會遇到許多復(fù)雜情況。面臨的主要挑戰(zhàn)包括時鐘驅(qū)動、模擬輸入級和高速數(shù)字接口。本文探討了如何才能克服這些挑戰(zhàn)，并給出了在千兆赫茲的速度下進(jìn)行系統(tǒng)優(yōu)化的方法。在討論中，時鐘設(shè)計、差分輸入驅(qū)動器的設(shè)計、數(shù)字接口和布局考慮都是十分復(fù)雜的問題。本文中的參考設(shè)計將采用ADC083000/B3000。
時鐘源是高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)中最重要的子電路之一。這是因為時鐘信號的定時精度會直接影響ADC的動態(tài)性能。為了將這種影響最小化，ADC的時鐘源必須具有很低的定時抖動或相位噪聲。如果在選擇時鐘電路時沒有考慮該因素，則系統(tǒng)的動態(tài)性能在很大程度上將不由前端模擬輸入或ADC的質(zhì)量決定。理想時鐘總能在電平跳變之間保持精確的時間間隔。而實際中，時鐘邊沿之間的時間間隔是在不斷變化的。這一定時不確定性的結(jié)果，會使被采樣波形的信噪比在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換過程中降低。對于所有的抖動源，系統(tǒng)所能容忍的最大時鐘抖動[即由抖動所引起的噪聲不超過量化噪聲(1/2 LSB)]可由下式定義：
如果輸入電壓(VIN)經(jīng)過優(yōu)化等于ADC的滿量程(VINFSR)，則對抖動的要求就只與ADC的分辨率(N位)和被采
樣的輸入頻率(fin)相關(guān)。當(dāng)輸入頻率達(dá)到奈奎斯特速率(對于1.5GSps的轉(zhuǎn)換速率為750MHz)時，總的抖動要求為：
這個值是各種原因引起的抖動的總和。ADC器件內(nèi)部所引起的抖動被稱為孔徑抖動。以ADC083000為例，在數(shù)據(jù)表中給出的孔徑抖動為0.4ps，該值將ADC時鐘的抖動規(guī)范限制在0.4ps。但是，當(dāng)被用于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)時，簡單地將振蕩器的性能數(shù)據(jù)匹配到所需的規(guī)范，可能還不足以得到所期望的結(jié)果。這是因為基頻附近存在的其它頻率成分也起著重要的作用。因此，有必要用頻譜分析儀來檢查時鐘信號，并確定與基頻相關(guān)的能量沒有分布到過寬的范圍內(nèi)。擴(kuò)展到更高頻率上的尖峰是可見的，并且也會直接影響抖動性能。
圖1顯示了為ADC083000所推薦的時鐘電路。它由一個與Vari-L壓控振蕩器(VCO)相連的鎖相環(huán)(PLL)器件(LMX2312)組成。此PLL和VCO在奈奎斯特輸入頻率下仍能使ADC083000產(chǎn)品維持所需的信噪比(44dB)。圖2中的FFT顯示了ADC08D1500在1.5 GSps的時鐘速率下，采用圖1中的電路采樣100MHz輸入頻率時的動態(tài)性能。
通常使用一個差分放大器作為單位增益的單端到差分端的轉(zhuǎn)換器。為什么ADC需要差分輸入呢？因為差分信號不僅有利于抑制共模噪聲，還能提高ADC的諧波性能。降低偶次諧波能帶來更好的動態(tài)性能。使用運放來替代變壓器進(jìn)行單端到差分端轉(zhuǎn)換的優(yōu)勢在于放大器能允許直流信號通過而變壓器卻不能。并且使用放大器比使用變壓器更容易對增益進(jìn)行控制。
當(dāng)設(shè)計結(jié)束后檢查放大器的失調(diào)電壓時，要移除運放輸入端的激勵信號。現(xiàn)在使用WaveVision的ADC評估軟件，進(jìn)行采樣并在時域中觀察這些樣本。當(dāng)運放的輸入電壓為零時，ADC的輸出應(yīng)該處于半量程，即128(8位轉(zhuǎn)換器)。放大器的任何輸出失調(diào)誤差都會引起輸出碼偏離半量程。這樣就能測量運放的輸出失調(diào)誤差。如果存在很大的失調(diào)電壓，則需要檢查運放輸入端的阻抗匹配，因為輸入端的阻抗失配會改變輸出失調(diào)電壓，由于輸出幅度受到限制，因此會減小ADC的動態(tài)范圍。
捕獲數(shù)字輸出數(shù)據(jù)
以很高的頻率(1GSps甚至更高)對信號進(jìn)行采樣意味著由轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)必須快速地被存儲或至少被快速地轉(zhuǎn)移。ADC為它的兩個通道提供了復(fù)用數(shù)據(jù)輸出。這一方法將數(shù)據(jù)率降低了一半，但增加了所需的位數(shù)。對于1GSps的采樣率，ADC的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)輸出速率為500MHz。即使以這一被降低的速度輸出，大多數(shù)分立或內(nèi)部FPGA存儲器還是難以可靠地捕捉數(shù)據(jù)。因此最好使用雙數(shù)據(jù)率(DDR)的方法，在時鐘的上升沿和下降沿均傳輸數(shù)據(jù)。這樣對于DDR信號，數(shù)據(jù)率不變，但時鐘頻率再次被減小一半，變成易處理的250MHz。這一頻率處于目前CMOS存儲電路可實現(xiàn)的范圍之內(nèi)。在將數(shù)據(jù)存入存儲器之前，在FPGA器件的輸入端需要一對中間數(shù)據(jù)鎖存器。第一個鎖存器由一個同相數(shù)據(jù)時鐘控制，而第二個鎖存器則由一個相差為180°的異相或反相數(shù)據(jù)時鐘控制。
為了簡化這一計時要求，F(xiàn)PGA通常具有PLL(鎖相環(huán))或DLL(延遲鎖相環(huán))形式的數(shù)字時鐘管理器。這些器件允許在內(nèi)部產(chǎn)生相位鎖定到一個輸入時鐘的時鐘信號，并提供0°、90°、180°和270°的相位延遲。這一時鐘管理特性通過提供一個精確的相移180°的時鐘，使DDR的時序能有效地工作。它還能確保到來的數(shù)據(jù)與下降沿同步，因此能可靠地被數(shù)據(jù)鎖存器捕獲。
被鎖存后，到來的數(shù)據(jù)可以被轉(zhuǎn)移到FIFO存儲器或Block RAM中。這樣系統(tǒng)微控制器就能以較慢的速度容易地從中找回這些數(shù)據(jù)，進(jìn)行捕獲后的處理。
電路板布局
由于數(shù)字開關(guān)的瞬時變化主要由高頻成分構(gòu)成，趨膚效應(yīng)告訴我們邏輯變化產(chǎn)生的噪聲幾乎與地平面銅皮的總質(zhì)量無關(guān)。總表面積比地平面的總體積更為重要。典型的充滿噪聲的數(shù)字電路與敏感的模擬電路之間的耦合會導(dǎo)致很差的性能，并且似乎無法隔離和補救。解決這一問題的方法就是要很好地將模擬電路與數(shù)字電路分開。由于所引起的公共回流路徑會在ADC的模擬輸入“地”中引起漲落，從而在轉(zhuǎn)換結(jié)果中引入額外的噪聲，因此不應(yīng)將高功率的數(shù)字元件放置在任何線性元件或模擬與混合信號元件的電源線和電源平面之上或其附近。
通常，我們假定模擬和數(shù)字引線應(yīng)成90°交叉，以避免數(shù)字噪聲進(jìn)入模擬路徑。但是，在高頻系統(tǒng)中應(yīng)完全避免模擬和數(shù)字引線的交叉。輸入的時鐘線應(yīng)與所有其它引線(包括模擬和數(shù)字)隔離。應(yīng)該避免通常可被接受的90°交叉，因為在高頻下即使少許耦合也會引起問題。在高頻下，筆直的信號路徑具有最好的性能。模擬輸入應(yīng)與充滿噪聲的信號引線隔離，以避免將寄生信號耦合到輸入中去。由于ADC083000要求低電平驅(qū)動，因此這一點尤其重要。任何連接在轉(zhuǎn)換器輸入端和地面之間的外部元件(例如濾波電容)，都
應(yīng)被連接到模擬地平面中一個非常干凈的點上。所有模擬電路(輸入放大器、濾波器等)都應(yīng)與任何數(shù)字元件分開放置。