摘 要： 針對射頻收發機的供電部分，采用隔離反激式DC/DC變換器LT3748，設計了一種將通信二次電源轉化成8 V/2 A輸出的開關電源。介紹了電源轉換的硬件實現電路、測試結果及相應的分析。電路測試結果表明，此電源轉換電路具有較大輸出電流和較高的穩壓精度。
關鍵詞： 開關電源；反激式；LT3748
0 引言
通信電源中一次電源是指由市電轉換成標稱值為48 V的直流電[1]，通信電源中的二次電源是指將一次電源輸出的48 V直流電，經DC/DC高頻開關轉換，獲得通信設備內部電路所需的直流電壓。通信電源的二次電源是通信領域中使用的一種高可靠性、高性能的電源，其核心器件為DC/DC變換器。依據DC/DC變換器輸入、輸出間是否具有電氣隔離可將其分為：隔離式DC/DC變換器以及非隔離式DC/DC變換器，其中隔離式DC/DC變換器采用高頻變壓器實現了電源初級與次級兩側的電氣隔離，使得該類開關電源不僅具有降壓、升壓且具有極性反轉的功能。通常隔離式DC/DC變換器的拓撲結構有單端正激式、單端反激式、推挽式、半橋式及全橋式五種。
本文介紹了一種應用于射頻收發機的通信用二次電源的部分電路。此電源基于隔離型反激式DC/DC變換器LT3748，電路中主要器件包括高頻開關管Si7464以及隔離型變壓器VP4-0047-R。最后對該設計電路的轉換效率、負載調整率、電壓調整率進行了測試。
1 開關電源LT3748
2010年，凌力爾特公司推出一款具有隔離型反激式拓撲結構的新型開關電源芯片——LT3748。LT3748利用變壓器初級端的反激信號得到輸出電壓的反饋，免除了增設光耦合器、次級基準電壓和附加第三繞組的需要，并同時保持了初級與次級之間的隔離[2]。
LT3748具有5 V~100 V的較寬輸入電壓范圍，采用小型MSOP-16封裝，去掉了4個引腳以保證高壓引腳間隔。LT3748的輸出電壓通過芯片外接的兩個電阻的比值以及變壓器的初次級線圈匝數比共同決定。LT3748芯片內部的集成度很高，可利用商用化的變壓器（從而省去了設計變壓器的繁瑣步驟），與MOSFET一起配合使用，應用電路相對簡單。此外，LT3748還具有欠壓閉鎖（UVLO）、軟啟動和對輸出電壓進行溫度補償的功能。
2 系統方案設計
本設計中的通信二次電源標稱值為-48 V，波動范圍為-36~-72 V，輸出電源為8 V/2 A，輸出功率為16 W。為保證輸出電流具有一定裕度（一般為輸出電流的40%），設計中將最大輸出電流設定為3 A，最終的設計電路如圖1所示。當開關管Q1導通后，初級線圈的導通電流將持續上升，直至其達到11引腳（VC）控制電流的極限，從而使Q1斷開。Q1斷開后，其漏極電壓將上升至VOUT·NPS+VIN，而副邊感應的電流則通過整流二極管D1向輸出電路供電。當Q1漏極的電位降到VIN以下時，這種情況會被芯片內部的邊界模式檢測比較器檢測出，從而使Q1又重新導通，以此不斷循環往復。
2.1 欠壓鎖定電路與過電流保護電路
欠壓鎖定（UVLO）是指當輸入電源電壓低于欠壓鎖定電路的預設值時，電源芯片不工作，以保證芯片安全并降低不必要的功耗。LT3748通過連接在VIN和EN/UVLO引腳之間的分壓電阻R1與R2設定芯片工作的閾值電壓。當芯片EN/UVLO引腳上的電壓達到1.223 V時，LT3748芯片內部所有電路都將啟動。
過電流保護電路是指在電源過載或輸出短路時保護電源裝置，防止負載損壞。此芯片通過SENSE引腳端的電阻R5來設定過電流，SENSE引腳的電壓VS需要在0.1 V以下。
2.2 開關變壓器設定
單端反激式開關穩壓電源在設計開關變壓器參數時的計算極為關鍵，設計中應盡量使開關管導通期間變壓器所儲存能量等于功率開關管關閉期間變壓器所釋放的能量，提高開關變壓器的利用率，從而提高電路的轉化效率。開關變壓器的設定主要取決于初級線圈電感量和線圈的飽和電流兩方面。開關變壓器初級繞組的電感值須大于臨界電感值（即當功率開關管截止期結束時，功率開關變壓器中存儲的能量正好釋放完畢時開關變壓器初級繞組所對應的電感值）[3]。此外，開關變壓器還應滿足其線圈中的電流不能超過線圈自身飽和電流，因為一旦造成線圈中電流飽和，能量將不能存儲在變壓器的鐵芯中，進而傳輸到次級端，而會被消耗在鐵芯中。
本設計中開關變壓器選取為VP-0047-R，它具有體積小、自身電阻低、低噪聲和緊耦合性等優點。VP-0047-R有六個獨立繞組，每個繞組的電感量和飽和電流分別為3.8 μH和2.81 A，并可以根據需求的不同而連接成初次級線圈比不同的變壓器。設計中將此變壓器設置為初、次級線圈比為4∶1。其中初級線圈為四個繞組的串聯形式，則初級線圈的電感量是60.8 μH。次級線圈為兩個繞組的并聯形式，這種連接可增大繞組的飽和電流，避免次級線圈在輸出電流較大時飽和。
2.3 功率開關管及鉗位電路設計
開關管的選取主要由漏源之間的耐壓值以及最大漏極電流決定。由于在開關管關斷的瞬間，變壓器產生的漏感將生成尖峰脈沖電壓，并且在初級線圈上也會有感應電壓生成，這些都會疊加在直流輸入電壓VIN上。而在開關管導通時，功率開關變壓器初級繞組的充電電流將產生尖峰電流，所以功率開關管的漏極電流應大于該尖峰電流。設計中Q1選擇Si7464DP。
為了減少漏感對電路產生的影響，并吸收已經由漏感產生的尖峰電壓，在開關管的漏極設計了鉗位保護電路。通常鉗位電路的形式有DZ、RCD以及RC等，考慮到電路的簡單和小型化，本設計采用RC鉗位電路，即圖1中的電阻R8和電容C6，取值為66 Ω和150 pF。在Q1截止的瞬間，儲存在漏感中的能量通過電容C6后，就被電阻R8消耗掉了[4]。鉗位電路的設計非常必要，尤其在輸出電流較大的情況下，可通過鉗位電路將漏感吸收，從而保證輸出電壓的穩定。
3 測試結果與分析
由于輸入電壓為-48 V，所以測試中將穩壓電源的正端接在PCB電路板的地端，穩壓電源的負端接到PCB上的電源輸入端，此時在PCB的電源和地之間就能得到負的電壓。測試前應注意以下兩點：首先由于開關電源在供電初始會產生較大的浪涌電流，所以在測試時對穩壓電源限流值的設定要比實際輸出電流值稍大一些。其次單端隔離反激式開關電源測試時不能空載。
經過多組測試得到了表1和表2所示的結果。從測試結果可以看出，此電源電路不僅實現了電源從負到正的極性變換，并且電路最大輸出電流為3.245 A，輸出電壓接近8 V，證明本電路設計已經達到了最初要求輸出8 V/2 A電源的目的。
將電源輸入電壓保持在-48 V，將負載從200 Ω減小到2.5 Ω時，可得表1的測試結果。根據表1中記錄計算可得，當負載在2.5~ 200 Ω之間變化時，負載調整率為±2%。其中，此電路的轉化效率在輸出電流為 2.315 A時達到79%。
將電源的電壓輸出端接4 Ω、50 W的固定負載電阻，輸入端接到可調穩壓電源輸出端。調整輸入穩壓電源在36 V~54 V之間變化時，測量輸出端電壓，可得表2所示的測試結果。由表2中記錄結果，根據電壓調整率的公式，可計算出電路的電壓調整率為0.7%。當輸入電壓變為20 V時，輸出電壓有0.06 V的變化，可看出輸出電壓波動不大。
4 結論
本文基于單端反激式隔離型DC/DC轉換器，采用凌力爾特公司2010年推出的隔離反激式DC/DC變換器芯片LT3748，并結合開關變壓器、功率開關管等部分電路，設計了一種應用于通信機射頻前端的通信用二次電源的部分電路。該電源轉換電路將-48 V的輸入電源轉化為8 V/2 A的輸出電源，具有輸出電流大、穩壓精度較高、體積小的特點，并且工作穩定、性能可靠，對設計其他單端反激式隔離型開關電源具有參考價值。
參考文獻
[1] 宋清亮.應用在通信二次電源中的LLC串聯諧振變換器的研究[J].通信電源技術，2009，26（2）：6-9.
[2] Bruce Haug.無需光耦合器的反激式DC/DC控制器[Z].2011.
[3] 王水平，賈靜，方海燕，等.開關穩壓電源原理與設計[M].北京：人民郵電出版社，2008.
[4] 王艷榮，吳蘭君.基于LT3573隔離型反激式DC-DC開關電源的設計[J].電源世界，2009（5）：42-44.