0 引言

    隨著無線通信技術的飛速發展，現代的通信系統都將滿足多頻段多模式的工作要求。作為射頻系統中很重要的一個模塊，功率放大器的帶寬、輸出功率和效率對發射極性能有著重大的影響。因此，研究寬帶功率放大器的設計是很有意義的。

    寬帶功率放大器有很多類型，分布式功率放大器和行波管功率放大器都曾經應用于寬帶系統中。分布式功率放大器有好的寬帶性能和低的電路靈敏度，可以實現一個好的增益平坦度和回波損耗。但是它結構復雜，尺寸較大。行波管放大器可靠性穩定性差，性價比不高。以第三代半導體GaN為材料制成的功率器件，具有耐壓高、輸出功率大、穩定性好的特點。以此為基礎設計的單器件寬帶功放結構簡單，穩定性好。

    本文使用CREE公司型號CGHV60040D的GaN管芯設計了一個超倍頻的寬帶功率放大器。基于負載牽引和源牽引技術，在1.8～5.5 GHz內實現較高的輸出功率和效率。

1 寬帶功率放大器的設計與仿真

1.1 靜態工作點的選擇

    首先對晶體管的靜態工作點進行選取，因為靜態偏置點影響了功放的效率、線性度以及輸出功率的大小。本文選用的是CREE公司的CGH60040D GaN HEMT晶體管，該晶體管的工作電壓為50 V，也即V_DS=50 V，考慮到線性度和效率的折中關系，設計工作在AB類的功率放大器。在ADS(Advanced Design System)中對晶體管進行直流曲線仿真，選取漏級電流I_DS=200 mA，V_GS=-2.45 V作為器件的靜態工作點，此時工作在AB類具有較高輸出功率和效率以及線性度。

1.2 最佳阻抗點的選取

    輸出阻抗點的選取是功率放大器在目標帶寬內能夠輸出較高功率的關鍵性因素，它將直接影響整個放大器的帶寬性能。負載牽引技術能夠行之有效地尋找到最佳阻抗點^[1]，運用ADS軟件中的Load-pull模板分別對于2～6 GHz每1 GHz進行負載牽引，找出每個頻點對應的等功率圓。圖1是輸出功率為43 dBm的等功率圓。圖中的交疊區域就是目標阻抗范圍，選取交疊區域的中心點為最優值，這一點兼顧低頻和高頻的輸出功率。得到在2～6 GHz的最佳負載阻抗為10+j12 Ω。

    功放的輸入阻抗對于輸出功率影響并不大，所以對于輸入阻抗的選擇不需要這么嚴苛，輸入阻抗的匹配主要是在整個帶寬內實現一個較高的增益和增益平坦度，目標設計的帶寬為2～6 GHz，根據每10倍頻增益下降20 dB的規律，在此目標帶寬內最大可用增益相差9.5 dB。為了實現一個平坦的增益，采用選定拓撲結構同時用ADS進行增益平坦度優化的方法。

1.3 建立電磁場模型

    一般在寬帶功放的設計中大多使用的是帶封裝的芯片。封裝帶來的寄生參數對功放的影響很大，嚴重影響芯片的帶寬性能，而使用裸芯片則可以最大限度發揮芯片輸出功率的能力和帶寬性能。由于鍵合線的寄生參數對電路匹配的影響不能忽略，對鍵合線以及和鍵合線相連的微帶線在HFSS(High Frequency Structure Simulator)中進行建模。因為和鍵合線接觸的微帶線處微波傳輸不連續，所以不僅要對鍵合線仿真，還要對和鍵合線相連的微帶線仿真。將仿真得到的S參數帶入ADS中進行聯合仿真。

    如圖2所示，使用羅杰斯公司的RO4350B PCB板材，裸片總共有4個壓焊PAD，每一個連接PAD鍵合6根金線，按照實際可能的狀態進行建模，盡可能得到精確的仿真S參數。

1.4 功率放大器電路拓撲結構

    本寬帶電路的拓撲結構設計的重點是實現超倍頻的阻抗變換。阻抗變換是將50 Ω的端口阻抗匹配到選取好的目標阻抗。

    最佳輸出阻抗是R+jX的形式，可以擬合一個電阻與電容并聯的源阻抗形式進行匹配電路的設計。考慮到超倍頻的帶寬，采用基于最優匹配網絡的寬帶方法^[2]，并將分立元件轉換為分布式微帶線^[3]，同時用ADS加以優化。將50 Ω負載阻抗在2～6 GHz直接匹配到目標阻抗值。以最佳負載阻抗的共軛為源阻抗，在ADS中進行S參數仿真得到結果如圖3所示，橫坐標是頻率（f），縱坐標是輸入反射系數（S₁₁）。可以看出在2～6 GHz范圍內S₁₁在-15 dB左右，實現一個較好的阻抗變換。

    輸入匹配的工作主要集中在增益平坦度的優化。采用多枝節微帶線匹配，并加以RC并聯網絡增加電路的穩定性，然后在ADS中以S21為目標優化得到匹配網絡。整體的電路拓撲結構如圖4所示，圖中的方框就是在HFSS中仿真得到的S參數文件。匹配電路的最終數值是經過ADS優化仿真得到的最終值。

    在偏置網絡的設計上，最關鍵的是理想地的構建。本文采用多電容并聯的形式在2～6 GHz構建理想的短路地。具體實現是由兩顆諧振在4 GHz和兩顆諧振在6 GHz的電容組成。圖5是對電容進行阻抗曲線仿真的結果，橫坐標是頻率(f)，縱坐標是并聯電容阻抗虛部值(imag(z))。可以看出在2～6 GHz實現了較理想路地。

1.5 電路仿真結果

    將微帶線生成版圖然后利用ADS的電磁仿真工具Momentum進行電磁仿真，將結果在ADS中進行電路的混合仿真，查看諧波平衡仿真和S參數仿真結果。結果如圖6所示，橫坐標是頻率（f），左側縱坐標是輸出功率(P_out)，右側縱坐標是小信號增益(S₂₁)。2～6 GHz內電路的飽和輸出功率在42.85 dBm以上，小信號增益在13.8 dB以上，增益平坦度在1.3 dB以內。

2 測試結果

    將仿真的電路制作成PCB實物，為了簡化芯片在黃銅熱沉上的貼裝，沒有采用共金的方式，而是用銀漿將芯片粘貼在熱沉上，使用黃銅熱沉的目的是為了更好地散熱，整體焊接好的功放模塊如圖7所示。對制作好的功放模塊采用脈沖信號測試，信號周期為1 ms，脈沖寬度為100 μs。結果如圖8所示，橫坐標是頻率（f），左側縱坐標是輸出功率（P_out）,右側縱坐標是效率（PAE）。

    可以看出，測試結果同仿真結果相比，產生一定偏差，整體發生了偏移，在1.8 GHz～5.5 GHz內，輸出功率43.3～45.8 dBm，功率附加效率40%～60%，增益10～13 dB。分析產生誤差的原因，有以下幾點：(1)實際鍵合線的高度、長度與建模仿真有偏差，且人為操作情況下，對鍵合線的一致性難以保障；(2)使用的無源器件(如電阻、電容、微帶線)在高頻下的模型不夠準確；(3)人為焊接引入的寄生成分增加了無源器件的阻抗值，使得整體頻帶向低頻段偏移。

    擬采用的改進措施如下：(1)在仿真階段，將工作頻帶進一步向高頻段拓展，留有一定的設計空間；(2)設計并使用TRL去嵌的方式對焊接好的SMA、電阻、電容進行S參數的提取，盡可能消除SMA引入的寄生以及電阻電容模型不準確對電路性能的影響。

3 總結

    本文設計了一款工作頻率為2～6 GHz的寬帶功率放大器。最終仿真結果在2～6 GHz的帶寬內實現輸出功率42.85 dBm以上。用周期1 ms、占空比10%的脈沖信號實測結果為：在1.8～5.5 GHz帶寬內，輸出功率43.3~45.8 dBm，功率附加效率40%~65%。表1是本文與近年來的其他幾款寬帶功放的比較。可以看出，本文設計的功放在帶寬方面有著一定的優勢。

參考文獻

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作者信息：

王浩全1，2，3，郭  昊1，2，3，郝明麗1，2

（1.中國科學院微電子研究所 新一代通信射頻芯片技術北京市重點實驗室，北京100029；

2.中國科學院微電子研究所 健康電子研發中心，北京100029；3.中國科學院大學 電子電氣與通信工程學院，北京101400）