0 引言

    中科院強(qiáng)磁場中心的40 T穩(wěn)態(tài)強(qiáng)磁場裝置的磁體由內(nèi)水冷磁體和外超導(dǎo)磁體兩部分組成，它們對磁體電源的電壓穩(wěn)定度均有一定要求。目前內(nèi)水冷磁體電源的整流部分是三相可控硅整流電路，輸出電壓紋波較大，對此本文提出了一套新的整流方案。

    自1981年日本的Akira Nabae教授提出了中點(diǎn)箍位逆變器^[1]之后，越來越多的三電平電路出現(xiàn)了。其中Buck三電平(Three-Level，TL)直流變換器對開關(guān)器件耐壓要求低，輸出紋波小，適用于高電壓大電流場合。本文闡述了Buck TL變換器的基本情況與優(yōu)點(diǎn)，提出利用Buck TL變換器結(jié)合三相不控整流電路來替代可控硅整流電路的水冷磁體電源整流方案。文中對電路進(jìn)行了參數(shù)計(jì)算和仿真設(shè)計(jì)，并分析仿真結(jié)果得出了結(jié)論。

1 簡介

1.1 基本情況

    Buck TL變換器電路圖如圖1所示。C_d1和C_d2是分壓電容，容量大且相等，理想工作狀態(tài)下其電壓均為輸入電壓V_in的一半；Q₁、Q₂是開關(guān)管，D₁、D₂是續(xù)流二極管；L_f是濾波電感，C_f是濾波電容，R_ld是負(fù)載。

    Buck TL變換器與典型的Buck變換器有相似之處：它們都是DC/DC降壓變換器；都可用PWM方式控制電路；電感電流連續(xù)時(shí)都有V_o=DV_in（D為占空比）；輸出端與負(fù)載之間都有一個(gè)LC濾波電路。不同之處在于：Buck TL變換器有兩個(gè)開關(guān)管Q₁、Q₂，它們交錯(cuò)工作，驅(qū)動信號相差180°相角；輸入到LC濾波器中的電壓具有V_in、0.5V_in、0三種取值；當(dāng)D＞0.5和D＜0.5時(shí)，變換器具有兩種工作模式。 

1.2 優(yōu)點(diǎn)

1.2.1 電壓控制

    電感電流連續(xù)時(shí)，V_o=DV_in。因此Buck三電平變換器對輸出電壓具有良好的控制特性。

1.2.2 電壓應(yīng)力

    在V_in相同的情況下，Buck TL變換器開關(guān)管的電壓應(yīng)力僅為輸入電壓的一半，是經(jīng)典Buck變換器的二分之一，大大改善了開關(guān)管的工作條件，有利于開關(guān)管的選取^[2]。

1.2.3 電壓紋波

    外界條件相同的情況下，Buck TL變換器與傳統(tǒng)Buck變換器相比，輸出電壓的紋波更小。

2 參數(shù)計(jì)算

    結(jié)合水冷磁體電源電路的實(shí)際情況與本文提出的整流方案，對Buck TL變換器進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。負(fù)載取純電阻R_ld=5 Ω；開關(guān)管取IGBT，開關(guān)頻率為10 kHz。

2.1 輸入電壓

    如圖2所示，三相電壓經(jīng)變壓器輸入到可控硅整流電路，線電壓有效值V₁=610 V。根據(jù)三相不控電路的原理，其輸出直流電壓平均值V₂=1.35V₁=823.5 V。

    三相不控電路輸出電壓除直流分量外還含有6、12、18等次諧波，其中6次諧波最大。已知m脈波整流電壓諧波幅值^[3]為：

代入n=6，m=6（K=1），得V_6m=47.07 V。

    忽略高次紋波，Buck TL變換器的輸入電壓為v_in=823.5+47sin600πtV。

2.2 分壓電容

    首先分析分壓電容的充電過程。Buck TL變換器有三電平和兩電平兩種工作模式^[4]，在三電平模式下進(jìn)行分析，三電平模式下的主要波形如圖3所示。

    D＞0.5時(shí)，變換器工作在三電平模式（Three-Level Mode，3L Mode）。

    (1)開關(guān)模態(tài)1

    t₀-t₁階段和t₂-t₃階段。Q₁、Q₂開通，電感電流i_Lf上升，AB端電壓V_AB=V_in；此時(shí)C_d1、C_d2上沒有電流通過。

    (2)開關(guān)模態(tài)2

    t₁-t₂階段。Q₁開通，Q₂關(guān)斷，i_Lf下降，V_AB=0.5 V_in；此時(shí)C_d1放電，C_d2充電。

    (3)開關(guān)模態(tài)3

    t₃-t₄階段。Q₁關(guān)斷，Q₂開通，i_Lf下降，V_AB=0.5 V_in；此時(shí)C_d1充電，C_d2放電。

    分析開關(guān)模態(tài)2，開關(guān)模態(tài)2時(shí)的等效電路如圖4所示。

    如圖4所示，此時(shí)C_d1放電，C_d2充電。設(shè)通過C_d1、C_d2和Q₁的電流大小分別為i_d1、i_d2、i_q1，C_d1和C_d2兩端的電壓大小分別為u_d1和u_d2。已知C_d1=C_d2。由基爾霍夫定律知i_d1+i_d2=i_q1，V_in=u_d1+u_d2，則兩電容電壓的變化量在任意時(shí)間內(nèi)都相等，即Δu_d1=Δu_d2。由電容充放電公式有：

可推得i_d1=i_d2=0.5i_q1。

    設(shè)電容電壓在t₁-t₂階段的變化量Δu_d1=U_md1。取U_md1為U_d1的10%，則U_md1=0.1·0.5V_in=41.2 V。設(shè)輸出電壓穩(wěn)定在500 V，則負(fù)載電流i_R=U_o/R_ld=100 A。結(jié)合i_q1=i_L，I_L=I_R，代入電容充放電公式：

得分壓電容C_d1=C_d2=9.53×10^-5 F。

2.3 輸出濾波器

    已知輸出電壓最大諧波為6次諧波，則取截止頻率為300 Hz，可代入

可算得L=2.65×10^-3 H，C=1.06×10^-5 F。

3 分壓電容均衡問題

    Buck三電平變換器正常工作的前提是兩個(gè)分壓電容的電壓保持相等。但在實(shí)際電路運(yùn)行時(shí)，由于控制電路、驅(qū)動電路或兩開關(guān)特性不同，兩開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間會有差異，它們所接受或提供的能量也不同，最終導(dǎo)致兩電容電壓不相等。

    解決該問題的基本思路是：檢測兩電容的電壓，若U_d1大于U_d2，則增大Q₁導(dǎo)通時(shí)間，同時(shí)減小Q₂導(dǎo)通時(shí)間，反之亦然。這樣兩電容電壓波動不大，可以穩(wěn)定在0.5 V_in附近。仿真時(shí)可采樣兩電容電壓進(jìn)行對比，利用脈沖寬度調(diào)制方式（Pulse Width Modulation，PWM）調(diào)整開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間。

    除了均衡電容電壓的控制環(huán)，還有一個(gè)電壓環(huán)用于保持輸出電壓的平衡。

4 仿真設(shè)計(jì)

    用Matlab Simulink搭建替代可控硅整流電路的方案，即三相不控整流電路加Buck TL變換器。原整流方案及新整流方案分別如圖5和圖6所示。

    設(shè)定好參數(shù)，進(jìn)行Simulink仿真。

5 仿真結(jié)果分析

    設(shè)定輸出電壓為500 V，用示波器和FFT工具對輸出電壓進(jìn)行分析。

    圖7顯示原可控硅整流方案的仿真輸出電壓波動Δ_u1約為400 V。

    圖8顯示了原整流方案仿真電壓的直流量和主要諧波。其中直流量U_T0=498.15 V，6次諧波U_T6=168.24 V，12次諧波U_T12=52.77 V，18次諧波U_T18=24.35 V。

    圖9顯示了新整流方案的仿真輸出電壓波動Δu₂不超過5 V。

    圖10顯示了新整流方案仿真電壓的直流量和主要諧波。新整流方案仿真電壓直流量U_B0=500.8 V，6次諧波U_B6=1.8 V，12次諧波U_B12=0.62 V，18次諧波U_B18=0.52 V。

    對比數(shù)據(jù)可知：相比原可控硅整流方案，應(yīng)用Buck TL變換器的新整流方案具有誤差更小、更穩(wěn)定的輸出電壓，各次諧波也大大減小。

6 結(jié)論

    本文通過分析Buck TL變換器的工作原理給出了參數(shù)設(shè)計(jì)的方法，提出分壓電容均衡問題的解決思路并在仿真電路中實(shí)現(xiàn)。最后運(yùn)行仿真電路得出結(jié)論：應(yīng)用Buck TL變換器的新整流方案可大大減小輸出電壓紋波，增加電壓穩(wěn)定度。

參考文獻(xiàn)

[1] NABAE A，TAKAHASHI I，AKAGI H.A new neutralpoint-clamped pwm inverter[J].IEEE Trans.on IA，1981，17(5)：518-523.

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[3] 陳堅(jiān)，康勇，等.電力電子學(xué)：電力電子變換和控制技術(shù)[M].北京：高等教育出版社，2011.

[4] 薛雅麗，李斌，阮新波.第十五屆全國電源技術(shù)年會論文集[C].上海：中國電源協(xié)會，2003.