0 引言

    高壓直流電源有著廣泛的應用領域。三相不控整流器是高壓直流電源的重要組成部分^[1]。高壓電源系統在使用傳統的三相不控整流器時會出現以下問題：(1)三相不控整流器和后級逆變器中高頻開關器件的使用對電網造成了嚴重的諧波污染；(2)三相不控整流器輸出電壓不可調，使得高壓電源后級輸出電壓不能夠較大范圍調節；(3)當高壓電源系統需要反復重啟時，如靜電除塵用高壓電源^[2]，重啟時三相整流器解耦電容中仍有較高電壓，對電源的后續重啟產生安全隱患。

    為了解決上述問題，近年來提出了許多新型三相PWM整流器及其改進方法。文獻[3]采用六開關拓撲結構的三相整流器，能夠獲得較高的功率因數，但其不能進行輸出電壓的調節。文獻[4]實現了使輸出電壓調節在一個更寬的輸入電壓范圍，但整流器輸出電壓必須大于輸入電壓，不能夠實現降壓調節。文獻[5]提高了整流器的功率因數，但整流器直流側輸出電壓必須低于輸入電壓，不能在較大范圍內進行調壓。

    本文在傳統的三相六開關整流器的研究基礎上，提出了一種改進型三相PWM整流器。本文所設計的三相PWM整流器通過添加1個開關管實現了可控軟啟動，啟動后通過預測電流空間電壓矢量脈寬調制技術（SVPWM）^[6]，網測實現了高的功率因數并且進一步拓寬輸出電壓調控范圍。設計了新型的保護回路，觸發保護后使解耦電容的電壓快速降為零，使得高壓電源下一次啟動安全，支持電源系統反復重啟（如靜電除塵器用高壓直流電源）。

1 改進型三相PWM整流器的設計

1.1 三相PWM整流器主電路設計

    本文在傳統三相六開關整流器研究的基礎上，提出了一種改進型三相PWM整流器，如圖1所示。

    本文所提出的三相整流器是在傳統三相六開關PWM整流器的基礎上添加了開關管Q₇、Q₈和電阻R_S，在高壓大功率的場合下一般選用IGBT作為開關管。

1.2 改進型三相PWM整流器工作模式

    改進型整流器工作在3種工作模態，分別為三相不控整流模態、三相可控整流模態、保護模態。圖2為三相PWM整流器3種工作模式下開關管的驅動脈沖波形和與之對應的輸出電壓V_dc的波形。

    在啟動過程中，在前級加入軟啟電路的同時，保持開關管Q₁~Q₆及Q₈一直處于關斷狀態，三相整流器通過寄生二極管工作，整流器工作在三相不控整流模態，固定開關管Q₇的開關頻率，通過緩慢增加Q₇的導通時間來實現直流母線電壓V_dc緩慢增加。這個間斷沒有進行功率因數校正，由于整流器工作在低電壓輕負載狀態，且時間短暫，并不會給電網造成一定的污染。

    當輸出電壓達到預設電壓時，Q₇切換到常開狀態，同時保持開關管Q₁~Q₆開始工作，整流器進入三相可控整流模態，開始進行功率因數校正，避免了對電網造成污染。閉環控制直流母線電壓V_dc繼續緩慢增長，直到達到預設的額定輸出電壓。整流器的額定功率設計在這個模態。

    當負載突變，電流i_o急劇增大，超過設定的保護值時，觸發進入保護模態，后級逆變器被鎖死，此時關斷開關管Q₁~Q₇，同時開通開關管Q₈解耦電容對電阻R_S進行快速放電，避免重新啟動高壓電源時因電解電容C_o上儲存的電能沒有釋放而造成意外風險。

1.3 改進型三相PWM整流器軟啟動分析

    傳統的軟啟動是一種硬件軟啟動，完成電路的參數設計后，啟動時間也隨之確定，不能夠靈活地對啟動時間進行調節。傳統軟啟動電路是通過在每相串聯軟啟動電阻和并聯軟啟動繼電器實現的，軟啟動電路變得復雜。

    本文設計的改進型三相PWM整理器是通過在直流母線上增加開關管Q7來實現軟啟動的，是一種可控的軟件軟啟動，相比傳統的軟啟動，本文的軟啟動控制靈活，可根據實際應用情況，通過軟件程序實現靈活多變的軟啟動方式。且相比于傳統軟啟動電路，本文的軟啟動拓撲結構相對簡單。

    開關管Q₇在啟動后處于常閉狀態，這會造成一定的導通損耗。高壓大功率場合通常選用IGBT作為開關器件，常閉狀態的開關管損耗是由于IGBT導通壓降造成的，以型號英飛凌FF225R12ME4為例說明開關管Q₇的損耗，該種型號的IGBT的導通壓降為2 V，本文設計的V_dc=600 V，即Q₇的導通損耗占總輸出功率的百分比為0.33%，因此本文通過增加開關管Q₇來實現軟件軟啟動并不會造成大的功率損耗。

2 改進型整流器的控制策略

    三相不控整流模態用于高壓電源的啟動過程，保護模態用于過流保護，這兩個模態運行在整流器的暫態過程，時間短暫，控制簡單。三相可控整流模態運行在整流器的穩態，控制相對復雜。本文分析總結了預測電流型電壓空間矢量脈寬調制技術(SVPWM)^[6-9]，通過預測電流型SVPWM可以簡捷地實現電流內環，相應地減少程序所占用的資源，可實現較高的開關頻率。采用的預測電流數字控制器實現了輸入電流的閉環控制，三相輸入電流能跟蹤輸入電壓相位，使得三相電壓型 PWM 整流器實現了高功率因數。PWM 整流器的電壓環采用PI調節器，獲得了穩定的輸出電壓。

    預測電流SVPWM控制以整流器交流側電壓在兩相靜止坐標系下的兩個電壓分量作為指令電壓，通過選擇不同的開關矢量組合模式來控制開關管Q₁~Q₆的導通與關斷，達到功率因數校正與穩定調節電壓的目的。

    三相整流器在兩相靜止坐標系下數學模型為：

    定義變量A、B、C和N，且N=A+2B+4C。由圖3所示：如果u_sx>0，則A=1，否則A=0；如果u_sy>0，則B=1，否則B=0；如果u_sz>0，則C=1，否則C=0。由此得到變量N與6個扇區的對應關系。

    圖4所示為指令電壓u_r在第4扇區時的矢量關系圖。T₀為零矢量作用的時間，T₁為基本矢量V₁的作用時間，T₂為基本矢量V₂的作用時間。由圖3、圖4可以解得T₀、T₁、T₂。指令電壓u_r在其他扇區時的合成情況與在第4扇區類似，其大小依然在T₀、T₁、T₂ 3個量之中進行變化。為此，各扇區通用：

    由此可以得出各個扇區進行指令電壓合成時，α軸方向基本矢量作用的時間T_α和β軸方向基本矢量作用的時間T_β。

    為了減小輸入電流的諧波，本文采用對稱式中的七段式矢量序列法，在一個開關周期內開關管總共進行了6次動作，但每次動作只涉及一個開關管，因此這種排序方式并沒有產生很大的開關損耗^[9]。

    在得到每個扇區中各基本矢量的作用時間后，還需要對矢量切換點進行計算，此處不再贅述。

    圖5為改進型三相PWM整流器控制流程圖。為預設過電流保護值，為三相不控制流模態預設電壓值，為三相可控整流預設電壓值。

3 仿真分析

    本文搭建了MATLAB/Simulink閉環仿真模型。仿真參數設置：三相電網相電壓有效值為220 V，f=50 Hz，L=4 mH，C_o=3 300 μF，等效負載電阻R₁=40 Ω，故障等效負載電阻R₂=20 Ω，故障后C_o放電電阻R_S=10 Ω，=450 V，=600 V。

    如圖6所示，實線為電壓波形，虛線為放大10倍的電流波形。0~0.42 s整流器工作在三相不控整流模態，固定開關管Q₇驅動脈沖的頻率，通過調節脈寬來實現緩慢升壓，在t=0.42 s時V_dc大于，整流器進入三相可控整流模態，通過SVPWM進行閉環控制，在t=0.8 s時達到，整流器進入穩態運行。在t=1 s時負載電阻突變為R₁=24 Ω，在t=1.4 s時再次進入穩態，測試抗干擾能力強。在t=1.6 s時負載電阻突變為R₁=14 Ω，輸出電流Io迅速增大，超過了預設保護電流值，進入保護模態，在t=1.8 s時C_o的電壓降為0，使下一次高壓電源安全啟動。

    圖7為在t=1 s時電阻突變為R₁=24 Ω，相電壓u_a、相電流i_a波形(i_a放大10倍)。圖7中電流波形與電壓波形保持相位相同，有高的功率因數。

4 實驗驗證

    實驗條件：三相電壓幅值為300 V，f=50 Hz，L=4 mH，C_o=3 300 μF，R₁=40 Ω，故障后C_o放電電阻R_S=10 Ω，=450 V，=600 V。

    圖8為輸出電壓實驗波形，系統上電后，0~0.6 s之間整流器工作在三相不控整流模態。在t=0.6 s時輸出電壓V_dc大于，整流器進入三相可控整流模態，通過SVPWM進行閉環控制，在t=1.2 s時達到，整流器進入穩態運行，穩態誤差小于2%，實現了可控的軟件軟啟動。在t=1.5 s時負載電阻突變為R₁=24 Ω，在t=2 s時再次進入穩態，瞬態響應時間小于0.5 s，抗干擾能力強。在t=2.2 s時負載電阻突變為R₁=14 Ω，I_o迅速增大，超過了預設保護電流值，整流器進入保護模態，在t=2.45 s時將電容C_o上的電壓降為0，使下一次高壓電源安全啟動。圖9為t=1.2 s進入穩態時a相的相電壓和相電流實驗波形。圖10為在t=1.5 s時負載電阻突變時a相的相電壓和相電流實驗波形。從圖9、圖10可知功率因數校正效果良好。

5 結論

    本文設計的改進型三相PWM整流器能實現軟啟動，具有抗干擾能力強、功率因數高、輸出電壓調節范圍大的優點。通過對解耦電容的電壓控制來實現高壓電源系統的反復啟動。本文設計適用于高壓大功率直流電源，如靜電除塵電源三相整流。

參考文獻

[1] GRASS N，ZINTL A，HOFFMANN E.Electrostatic precipitator control systems[J].IEEE Industry Applications Magazine，2010，16(4)：28-33.

[2] 曹顯奇，趙明，劉海江.應用FPGA的靜電除塵電源控制器設計[J].高電壓技術，2008(3)：525-528.

[3] LI Z，LI Y，WANG P，et al.Control of three-phase boost-type PWM rectifier in stationary frame under unbalanced input voltage[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(10)：2521-2530.

[4] HUBER L，KUMAR M，JOVANOVI M M.Implementation and performance comparison of five DSP-based control methods for three-phase six-switch boost PFC rectifier[C].2015 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC).IEEE，2015：101-108.

[5] SOEIRO T B，FRIEDLI T，KOLAR J W.Design and implementation of a three-phase buck-type third harmonic current injection PFC rectifier SR[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(4)：1608-1621.

[6] 方宇，裘迅，邢巖，等.基于預測電流控制的三相高功率因數PWM整流器研究[J].中國電機工程學報，2006(20)：69-73.

[7] 支寶威，張曉東.三相電壓型PWM整流器雙閉環系統校正方法[J].電機與控制應用，2009(10)：42-45.

[8] 曹曉冬，譚國俊，王從剛，等.三相PWM整流器模型預測虛擬電壓矢量控制[J].中國電機工程學報，2014(18)：2926-2935.

[9] 王從剛，何鳳有，曹曉冬.三相電壓型PWM整流器有限開關序列模型預測電流控制[J].電工技術學報，2013(12)：182-190.

作者信息:

楊曉光1，2，高靈虎1，2，徐林亮1，2，劉偉民1，2，金雙雙1，2

（1.河北工業大學省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室，天津300130；

2.河北工業大學 河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室，天津300130）