摘 要： 介紹了無線芯片域網絡(WCAN)的物理層調制解調技術，給出了AWGN信道和多徑信道" title="多徑信道">多徑信道條件下的傳輸性能仿真結果。
關鍵詞： 無線芯片域網絡 物理層 調制解調 誤碼率
隨著計算機硬件電路的不斷復雜、超大規模集成電路的集成度及時鐘速率的不斷提高，計算機系統內芯片間傳統的有線連接方式表現出諸多弊端：系統集成度的提高使得印刷電路板(PCB)上的芯片連線數目龐大、系統內多個PCB板間的連接工藝太復雜；PCB板的開發費用高、開發時間長；而且CPU時鐘速率越高，芯片間的連線就越短，PCB板就越擁擠。例如在Intel XP2400高性能嵌入式系統中，PCB超低功率布線多達18層，制板費已經大大超過板上芯片價格的總和。可見，芯片間傳統的有線連接方式已成為制約高性能計算機發展的瓶頸。因此，用無線方式代替大量連接線來實現芯片間通信互聯的WCAN(Wireless Chip Area Network)技術便成為一個極具吸引力的解決方案。
1 WCAN的物理層模型
WCAN的物理層采用超寬帶(UWB)傳輸技術。UWB技術將數據直接調制在高斯" title="高斯">高斯脈沖上，在幾十厘米范圍內數據吞吐量可以達到Gbps量級。近年來片上天線技術的發展為WCAN無線連接的實現提供了有力支撐。
WCAN物理層的任務是搭建一個物理通道,并在該通道上傳輸來自介質訪問控制(MAC)子層的數據流。圖1給出了WCAN收、發信機的物理層模型。
為保證物理層傳輸數據的高效、可靠，對物理層的設計目標是：一要滿足FCC組織對3.1GHz～10.6GHz的超寬帶功率譜" title="功率譜">功率譜的規定(見表1)，二要達到2.5Gbps的數據速率，同時在Eb/N0大于15dB的情況下，誤碼率應低于10-7。
2 差分" title="差分">差分編碼
物理幀數據流進入發信機后首先進行差分編碼，避免信道傳輸引起的相位模糊。圖2給出了差分編碼的原理圖。圖3是在System View 4.5仿真平臺上的仿真差分編碼波形。
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圖3中第一條曲線是輸入時鐘(頻率為2.5×109Hz)，第二條曲線是差分編碼器的輸入數據流，第三條曲線是差分編碼器的輸出序列。從圖3不難發現，編碼器的輸出序列反映了輸入數據流相鄰碼間的變化。
3 UWB脈沖成形
UWB脈沖發生器的作用是產生連續脈沖流作為數據調制的載波。對脈沖波形的設計應考慮：(1)功率譜應滿足FCC規定的功率限定要求(見表1)，以避免對現有的無線通信或定位系統諸如GPS、無線接入設備、藍牙耳機、PDA及其他掌上設備產生影響；(2)具有類似正弦波的漸變包絡及固定的振蕩波形，以克服信號失真和多徑畸變；(3)良好的相關特性，因為在接收機內使用了相關器以降低誤碼率。
還應考慮的另一個重要問題是時鐘頻率應包含在發送的信號流中，這樣在接收機中可以提取出性能良好的時鐘信號" title="時鐘信號">時鐘信號。
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根據以上要求，筆者選擇了高斯三重微分脈沖。圖4是高斯濾波器的時域響應，圖5是圖4高斯波形的三重微分輸出，圖6是滿足FCC規定的發射信號的功率譜，圖7是圖5高斯三重微分信號的自相關曲線。圖8是用來產生所要波形的電路模型，從其輸出可獲得圖6所示的頻譜。
4 數據調制
數據調制的目的是將數據流加載到某個載波上。本方案以連續脈沖流(高斯三重微分脈沖)作為載波，其優點是使接收機便于從接收信號中提取時鐘信號，并且恢復的時鐘信號是穩定的。
數據調制器的電路組成如圖9，被提取的時鐘信號上升沿在選擇器中根據差分編碼信號的變化輸出相應的相位，并控制高斯三重微分脈沖的輸出相位，所輸出的已調波中包含了差分編碼數據流。
數據調制器的工作過程如圖10所示。圖10(a)是數據時鐘；圖10(b)是差分編碼器的輸出數據；圖10(c)是數據時鐘的上升沿；圖10(d)是經高斯三重微分脈沖成形后輸出的調制信號。根據前面分析，最后輸出的已調波具有圖6所示的功率譜。
5 時鐘恢復
時鐘恢復是收信機中的一個重要模塊。接收信號的FFT分析結果如圖11所示，接收信號中直接包含了數據時鐘(2.5×109Hz)，對接收信號做整流即可得到預期的功率譜(見圖12)。
顯然，圖12是一個包含時鐘尖銳頻率的功率譜，可用一個低通濾波器提取時鐘分量，濾波后的波形見圖13。然后用鎖相環(PLL)捕獲濾出的時鐘信號。
6 解調
當從接收信號中恢復出時鐘信號后，便可將接收信號與本地參考脈沖信號做相關運算進行數據解調。時鐘信號上升沿的提取及本地參考脈沖信號產生與發射機中的方法一樣。而相關運算則是通過對接收信號與本地參考脈沖信號的相乘并在一個比特的時隙內進行積分，然后輸出累加結果，同時對積分器進行清空。整個解調過程在恢復的時鐘信號控制下進行。
圖14給出了相關解調的仿真結果。其中第一條曲線是接收信號，第二條曲線是恢復時鐘的上升沿，第三條曲線是相關解調的結果。另外，為獲得最佳接收性能，可在相關器之前增加一個延時調節單元，以便于本地參考脈沖信號與接收信號同步。
7 差分解碼
差分解碼是差分編碼的逆過程。差分解碼的原理圖如圖15，其仿真結果如圖16。
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在圖16中，第一條曲線是差分解碼器的輸入比特流，第二條曲線是差分解碼器的輸出序列，第三條曲線是輸入到發信機的原始數據的比特流。顯然，第二條曲線與第三條曲線基本一致，說明整個系統的工作是良好的。
8 誤碼性能
BER(誤碼率)是測量系統性能的重要指標。在WCAN中主要有多徑信道和AWGN(加性高斯白噪聲信道)兩種信道模型。由于芯片天線的距離很近(通常只有幾厘米)，而且附近無反射物，所以認為多徑影響并不嚴重。首先考慮AWGN中的誤碼率。
數據速率：Rb=2.5×109bps=2.5Gbps;
信道編碼：差分編碼;
調制方式：二相鍵控調制(BPSK);
脈沖波形：三重微分高斯波形;
保護間隔：0;
信道噪聲類型：AWGN;
System view 4.5 的采樣速率：50GHz
由圖18可見，系統性能與參考文獻[2] P249中所示的性能相差3.3dB。文獻中的性能測試是假定收發時鐘完全同步，而本文中采用了PLL(鎖相環)，有一定的性能損失。當PLL鎖定了輸入信號的相位時，仍然會有一些相位抖動，這種抖動引起了本地脈沖與接收脈沖的失步，從而導致誤碼率BER的損失。
下面討論多徑信道對BER性能的影響。多徑信道一般可用式(1)表示。根據參考文獻[4]中的圖8，當時延小于0.8ns時，相應的功率衰減因子具有如式(2)所示的線性模式。圖19給出的是參考文獻[4]中LOS環境下多徑信道的模式。
這樣便提供了四條路徑。在這種多徑情況下的BER性能見圖20。可見多徑又增加了4.3dB的信噪比損失。通常認為UWB技術是抗多徑的，但當數據速率很高，達到幾Gbps后，多徑效應會突顯出來。
由上述討論可見，采用單脈沖調制的UWB技術在AWGN信道下可以獲得預期的性能。在多徑信道下還需研究提高性能的方法。
參考文獻
[1] Maria-Gabriella Di Benedetto. Understanding ultra wide band radio fundamentals, prentice hall, ISBN 0-13-148003-0, 2004.
[2] ?GUO L, LIANG J, CHEN X, et al. Time domain behaviors of artmi’s UWB antenna.2006 IEEE International Workshop,http://research.ihost.com/iwat2006.
[3] ?JOHN G P. Digital communications. McGraw-Hill Education, ISBN 0-07-232111-3, 2003.
[4] ?GHASSEMZADEH,GREENSTEIN,TAROKH. The ultrawideband indoor multipath model. IEEE P802.15 Working Group for Wireless Personal Area Networks (WPANs), July 8, 2002.
[5] ?SHINGO Y. All digital transmitter scheme and transceiver design for pulse-based Ultra-Wideband radio, IEEE Signal Processing Magazine, November, 2004.
[6] ?HU Aiqun. Physical layer design for WCAN. Technical Report of Nanyang Technological University.