1 引言
近20年來電力電子技術得到了飛速的發展，已廣泛應用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領域。電力電子裝置多數通過整流器與電力網接口，經典的整流器是由二極管或晶閘管組成的一個非線性電路，在電網中產生大量電流諧波和無功污染了電網，成為電力公害。電力電子裝置已成為電網最主要的諧波源之一。抑制電力電子裝置產生諧波的方法主要有兩種，一是被動方式，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或濾除諧波；另一種是主動式的方法，即設計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低、功率因數高的特點，即具有功率因數校正功能。因此近年來功率因數校正（PFC）電路得到了很大的發展，成為電力電子學研究的重要方向之一。而在功率因數校正器中輔助電路對其安全正常工作至關重要，輔助電路能夠防止從電網傳入電磁噪聲，抑制裝置產生的電磁噪聲返回電網，抑制過大的起動沖擊電流，消除浪涌噪聲干擾等。由此可見，功率因數校正器中輔助電路設計的好壞將直接影響功率因數校正器的效能，因此，對于輔助電路的設計不容忽視。
2 主要技術指標
該功率因數校正器的主要技術指標為：
1) 輸入：單相AC220V±20%，即176V~264V，頻率為50HZ±5%；
2) 輸出：DC400V，負載在10% ~100%間變化時，電壓調整率小于1%，輸出功率為3KW；
3) 滿載輸出時，功率因數大于0.99，效率大于80%。
3 輔助電路的設計
輔助電路的設計包括：
1.EMI濾波電路；
2.起動電流抑制電路；
3.開關的浪涌吸收保護電路；
4.開關管的驅動保護電路。
3.1 EMI濾波電路的選擇
輸入EMI濾波電路的作用有兩方面：第一，防止從電網傳入電磁噪聲，對裝置形成干擾；第二，抑制裝置產生的電磁噪聲返回電網，造成電網公害。
所謂的EMI（Electro-Magnetic Interference）是指電磁干擾，包括傳導干擾和輻射干擾兩種形式。在本設計中，由于輻射干擾比傳導干擾小得多，而且容易抑制，所以主要考慮對傳導干擾的濾除。傳導干擾分為共模干擾和差模干擾兩種，共模干擾是相線與大地之間的干擾信號；差模干擾是在相線之間，與輸入功率通道相同的干擾信號。
目前市面上已有很多EMI濾波器成品，但基本上都是針對共模干擾信號設計的，差模干擾抑制效果很差。本設計中，由于高次諧波含量較大，需要差模干擾抑制效果較好，因此市面上的EMI濾波器均不能滿足其要求，需要設計適當的EMI濾波器。
圖1 EMI濾波電路原理圖
本設計中的EMI濾波電路如圖1所示，L1、L2為差模干擾抑制電感，L3、L4為共模干擾抑制電感，C1、C4為差模干擾濾除電容，C2、C3、C5、C6為共模干擾信號濾除電容。在設計中應注意使EMI電路的電容電感諧振頻率低于升壓斬波工作頻率。
電感L1、L2與電容 C1、C4構成一個低通濾波器。由于電感對工頻信號阻抗很小，電容對工頻信號的阻抗很大，因此對工頻信號基本沒有影響；對于高頻信號電感的阻抗很大，電容的阻抗很小，所以高頻的干擾信號通過電容形成的回路而消除。電感值一般在幾十微亨至幾毫亨，在體積允許的前提下，應盡量取得大一些。電容容量一般應在幾千微微法至零點幾微法。
上述電路雖然對高頻差模干擾信號能起較好的濾波作用，但對流向為同一方向的共模干擾信號無法濾除。為了濾除共模干擾信號，利用L3、L4和 C2、C3、C5、C6形成共模干擾抑制電路。共模電感采用兩條輸入線在鐵芯上并繞，因此負載電流產生的磁通相互抵消，而共模干擾信號產生的磁通則相互疊加。所以該電感對負載電流不起作用，對共模干擾信號呈現高阻抗。通過電容將共模干擾信號引入大地。共模電感一般應在幾十微亨到幾毫亨之間，在體積允許的前提下，應盡量取得大一些，以提高抑制效果。電容容量一般應在幾千微微法到零點幾微法。
差模電感L1、L2流過的電流為負載電流，為了防止鐵芯飽和，選用導磁率比較低的材料作為鐵芯，在本設計中選用鐵粉芯作為鐵芯。共模電感L3、L4只對共模干擾信號起作用，所以不存在鐵芯飽和問題，因此可以采用導磁率高的材料作為鐵芯，在本設計中采用鐵氧體作為鐵芯。電容C1、C4接在輸入線之間，所承受的最大電壓是最大輸入電壓，因此選用250V的交流電容。電容C2、C3、C5、C6接在輸入線與大地之間，為了防止高壓擊穿，這幾個電容的耐壓應選擇的比較高，本設計中選用耐壓為4KV的高壓瓷片電容。
具體的參數分別為：L1、L2均為100uH，L3為2.8mH，L4為7.8mH，C1、C4均為2.2uF，C2、C3均為0.01uF，C5、C6均為0.0047uF。
3.2 起動電流
抑制電路
開關電源一般采用電容輸入型回路，在起動的瞬間，交流輸入電壓通過整流器對電容器進行充電。由于電容器的等效串聯阻抗很小，并且通常采用多個電容器并聯使用，使得其阻抗更小；因此起動沖擊電流很大。為了對輸入回路的斷路器、輸入熔斷器、整流器等進行保護，同時減小對其它電子設備的不良影響，需要在起動時設置沖擊電流抑制電路。
圖2 起動電流抑制電路
在交流輸入為網高壓、相位為900時，沖擊電流出現最大值。應把沖擊電流抑制在多大范圍內，并無具體規定。因此主要應視具體情況來選擇電路參數。沖擊電流抑制回路如圖2(a)所示，其中，R為接入的沖擊電流抑制電阻，Relay為繼電器的常開點。起動時，由于起動電阻串接在輸入回路中，可把沖擊電流限制到我們所希望的范圍內。當電容器充有足夠的電壓、認為起動過程可以結束時，通過繼電器Relay將電阻R旁路（短接），電路正常工作。本設計中，最大輸入電壓為264伏。等效負載電阻為：
若接入的電阻，則可把起動電流限制到負載電流的水平，則起動過程是相當安全的。但由于調節器的輸入電容較大（6000uF），則輸入電容結束充電的時間長，一般為（3~5）RC，取4RC=1.3秒，加上繼電器控制電路的延時；則起動電阻的實際投入時間會超過2秒，若起動過程的平均電流為4安，則 電阻的功耗峰值為848W，2秒的起動過程會產生1600焦耳以上的熱量。因此要選擇功耗很大的電阻器，尺寸也會很大，這是令人難以接受的，也是不現實的。為此，應選擇阻值更大的電阻器，而阻值加大，結束起動過程隨之延長，仍難令人滿意。因止在抑制電阻回路中再串入一個負溫度系數的熱敏電阻NTCR，見圖2(b)。一方面，在起動過程剛開始時，電路有較強的抑流能力；另一方面，隨著起動過程的進行，負溫度系數電阻的阻值下降，使電容器的充電電流又不至于太小，起動過程不至過長。
3.3 開關浪涌吸收保護電路
本應用中的開關元件選擇為IGBT模塊。IGBT是一種電壓控制的大功率高速可自關斷的電力電子元件。它屬于復合型器件，由MOSFET和晶體管構成達林頓結構。IGBT與其它功率開關一樣，在開關管關斷時，由于主回路電流的急劇下降，主回路存在的寄生電感將會引起很高的集源電壓，稱為開關浪涌電壓。開關浪涌電壓的峰值很高，可達常態電壓的兩倍。這樣高的浪涌電壓就可能使IGBT超過其安全工作區，導致 IGBT損壞，另外它也是產生噪聲的一個原因。
圖3 吸收電路原理圖
抑制浪涌電壓的有效措施是采用吸收電路，電路如圖3所示。吸收電路的原理是：當開關管關斷時，蓄積在寄生電感中的能量通過開關的寄生電容（圖中未畫出）充電，開關電壓上升；當此電壓上升到吸收電容C的電壓與輸出電壓之和時，吸收二極管導通。由于電容器的電壓不能突變，因此開關的電壓上升率被限制。
3.4 開關管的驅動保護電路
柵極驅動電路的設計是否合理，是IGBT實際應用中的一個重要問題。IGBT驅動電路形式一般有三種：直接驅動型、隔離驅動型和集成模塊驅動型。
在電路設計中最好選用專用芯片，因為專用芯片都帶有比較完善的保護功能，可靠性高，只需很少的外圍元件，使用方便。目前市場上已有很多專用芯片，如美國MOTOROLA公司的MPD系列、日本東芝公司的TK系列、日本富士公司的EXB系列等。在本設計中，選用富士公司的EXB840，它能驅動75A、1200V的IGBT管，加直流20V作為集成塊的工作電源。開關管頻率在40KHZ以下，整個驅動電路動作快，信號延時不超過1.5毫秒。內部利用穩壓二極管產生的負5伏電壓，除供內部使用外，還為外部提供負偏壓。集成塊采用高速光耦輸入隔離，并有過流檢測及過載慢速關柵等功能。
圖4 IGBT驅動電路
圖4為具有過流檢測，軟管端的驅動電路圖。該驅動電路的工作原理是：輸入信號經反相器進入14腳，輸出驅動信號從3腳輸出。當IGBT出現過流時，5腳出現低電平，光耦SOI有輸出，對PWM信號提供一個封鎖信號，該信號使驅動脈沖轉化為一系列窄脈沖，對EXB840實行軟關斷。
4 結語
輔助電路對于變換器的安全正常工作非常重要，因此，對于輔助電路的設計不容忽視。本文對功率因數校正器輔助電路中的濾波電路設計、起動電流抑制電路的設計和開關的浪涌吸收保護電路的設計進行了分析，實驗結果達到了預期的主要技術指標要求。
參考文獻
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