O 引言
SC2463是一個高性能多輸出降壓轉換控制器。它可以被配置用在不同的電源管理應用中，比如有多路輸出電壓需求的ADSL電源，需要正負電壓的混合信號電源，電腦調制解調器電源，基站電源，通用的多路輸出電壓的電源系統(tǒng)。
l 描述
SC2463提供了4．5V至30V的寬輸入電壓范圍，兩個可設置達700 kHz開關頻率的開關轉換器，能提供高達15A輸出電流及低至0.5V輸出電壓。它還提供了兩個正輸出電壓線性調節(jié)器。芯片TSS0P一28小封裝極大地減小了線路板面積。
SC2463兩個異相降壓開關轉換器可以減小輸入電流紋波，允許使用更少的輸入電容。高達700kHz的開關頻率可以減少輸出電壓紋波并且降低噪音，同時還可以減小輸出電感和電容的尺寸。其它的特性還包括軟啟動，電源正常指示和頻率同步。如圖l所示，電源VIN，PVCC和AVCC都給SC2463供電。其中AVCC為芯片內部振蕩器、開關、低差壓穩(wěn)壓器和電源正常電路提供偏置電壓。PVCC用來驅動低端場效應管。當VIN高于14V時，需串聯(lián)一個1100kΩ的電阻或一個外部PNP晶體管作為線性調節(jié)器，給AVC C和PVCC提供偏置電壓。SC2463利用一個內部電流源和一個連在ILIM和AGND之間的外部電阻來調節(jié)通過場效應管的電流限流值。
如圖2所示，SC2463啟動時由一個5μA電流源給軟啟動管腳SS充電。當管腳SS電壓達到O．5 V時，第一個開關轉換器開始啟動，誤差放大器的參考電壓隨軟啟動信號開始上升。當管腳ss電壓達到3 V時．將立刻被下拉到大約0 7V，此時第二個開關轉換器開始按照第一開關轉換器的形式進行軟啟動。當管腳SS電壓第二次到達3V時，便會被第二次下拉至大約O．7V，此時兩個正向LD0被啟動。正向LDO的參考電壓隨管腳SS電壓開始上升。管腳SS將會上拉至電源電壓AVCC。此時間由管腳SS上的軟啟動電容值(C5)來控制。如果管腳SS被外部信號下拉至0．5 V以下，SC2463則不能工作。電源正常信號輸出(POK)用來監(jiān)測開關轉換器中誤差放大器的反饋電壓(FB)，如果這電壓高于0．55V或低于O．45V，管腳POK便會被拉低，并且保持低態(tài)直到啟動結束。低端柵極驅動器由PVCC供電并提供1A的峰值電流。高端柵極驅動也能提供1A峰值電流。
圖2中波形A是軟啟動管腳SS上的電壓。波形B是第一個開關轉換器的上端場效應管驅動電壓(GDIH)。波形C是二個開關轉換器的上端場效應管驅動電壓(GD2H)。波形D是LDO輸出電壓(2 6V)。圖1中的SC2463電源1．2V輸出電壓首先建立。隨后建立的輸出電壓是3．3 V。而二組線性穩(wěn)壓的2 6V和1．8V輸出電壓最后建立。
2 電源設計要點
降壓式開關電源功率器件基本上是由濾波電感，輸出濾波電容，輸入濾波電容和功率場效應管所組成。
2.1 電感設計
輸出電感的選擇及設計是基于輸出DC電壓的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)的要求。較大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，但在負載瞬變過程中改變電感電流的時間會加長。較小的電感值可得到低的直流銅損，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值在輸出負載電流額定值的20％到30％之間。假定電感紋波電流峰峰值是負載直流電流的20％，那么輸出電感值為
以圖1中開關變換器中的L1為例，VIN=5V，Vo=3．3 V，Io=3 A，fs=150 kHz，由此計算出來的電感值是12．5 μH。可選用市場上很容易采購到的15 μH／5 A表面貼裝電感。
2．2 輸出電容
輸出電容應按照輸出電壓紋波和負載動態(tài)變化要求來選擇。輸出電感產(chǎn)生的紋波電流會在輸出電容等效串聯(lián)電阻(ESR)上產(chǎn)生輸出電壓紋波(VRIPPLE)。為了滿足輸出電壓紋波要求，輸出電容等效串聯(lián)電阻(ESR)必須滿足式(2)，即
以圖l為例，VIN=5V，Vo=3．3V，fs=150kHz，L=15μH，VRIPPs=50 mV，那么計算出來的RESR值是100mΩ。在本例中采用了一個RESR為100 mΩ，電容量為100μF鉭電容。
2.3 功率場效應管
場效應管是通過它的內阻(RDSON)，柵極電容及電荷(θg)，和封裝熱阻(θJA)這3個參數(shù)來選擇的。利用SC24631A內置驅動器，一個柵極電荷為25 nC的場效應管(FDS6898A)會產(chǎn)生大約25 ns的開關升／降時間(ts=25 nC／lA)，將在上端場效應管開關時產(chǎn)生開關損耗(RQ1-1S)
PQ1-S=IoVINtsfs （3）
上端場效應管(Q1一1)的柵極損耗(Po1-1GATE)近似為
PQ1-1_GATE≈QGVINfs （4）
上端場效應管在導通時的損耗為
PQ1-1_c=I20RDSOND （5）
上端場效應管總損耗(PQ1-1)足它的柵極損耗，傳導損耗，和開關損耗的總和，即
PQ1-1=PQ1-1_GATE+；Q1-1_c+PQ1-1_s （6）
由于在上端和下端場效應管之間無重疊傳導，下端場效應管漏極和源極之間的寄生二極管總是在下端場效應管導通之前導通。下端場效應管導通電壓儀為一個在漏極和源極之間二極管的電壓(VSD=0.7V)。此下端場效應管開關損耗為
Q1-2_=tsIOUTVSDfs （7）
下端場效應管的柵極損耗(PQ1-2GATE)也可由式(8)近似得到，即
PQI-2_ (GATE≈QGVOMfs （8）
下端場效應管在導通時的損耗為
PQ1-2c=I2ORDSON(1一D) （9
）
在死區(qū)時問內Q1-2的損耗是在它寄生二極管上的傳導損耗(PQ1-2D)，即
PQI-2=VSDfsIOUTtDEAD （10）
式中：tDEAD是電源控制芯片上下端場效應管驅動的死區(qū)時間，SC2463的死區(qū)時間約為100ns。
Q1一2的總損耗(PQ1-2)是它的柵極損耗，傳導損耗，開關損耗和寄生二極管傳導損耗的總和，即
PQ1-2=RQ1-2_GATE+PQ1-2_D+PQ1-2_S （11）
以圖1為例，F(xiàn)DS6898A上下端導通內阻都是14m,．q，整個FDS6898損耗為O 34w。
場效應管的結溫可由式(12)計算，即
TJ=TA+θJA·PLOSS （12）
從FDS6898A手冊上可查到它最大的結溫至室溫熱阻是78℃／W(θ1A)，如果圖1電源環(huán)境最高溫度是45℃，那么Q1工作結溫(TQ1J)為72℃(45+78×O.34)。這溫度遠小于FDS6898A 150℃的結溫限制。這里假設Q1被直接焊在2盎司銅層和1平方英寸面積的PCB散熱焊盤上。如果需要更進一步降低Q1的結溫，可以增加PCB散熱焊盤面積或將Q1套上外加的散熱器。另外，芯片到散熱焊盤的焊接，封裝芯片材料，熱接觸面，熱結合性能，可得到的有效散熱區(qū)域和環(huán)境空氣流動狀況(自然或強制對流)都對場效應管晶片的溫升都有很大的關系。實際溫度的測量和驗證是場效應管熱沒計的關鍵。表1是場效應管功率損耗的匯總。
圖l中開關轉換器另一路(12V→1．2V／3A)中的功率器件可用同樣方式來設計。
3 PCB排板要點
電源功率器件在PCB上的正確放置和走線將決定整個電源工作是否正常。設計人員首先要對開關電源功率器件上的電壓和電流的波形有一定的了解。圖3更進一步顯示了一個降壓式開關電源功率電路元器件上的電流和電壓波形。由于從輸入濾波電容(GIN)，上端場效應管(Q1)和下端場效應管(Q2)中所流過的電流是帶有高頻率和高峰值的交流電流，所以要盡量減小由GIN一Q1一Q2所形成的環(huán)路面積。同時由下端場效應管(O2)，電感(L)，和輸出濾波電容(COUT)所組成的環(huán)路面積也要盡量減小。
圖4是一個比較好的電源功率電路PCB走線。CIN一Q1-Q2和Q2-L一COUT環(huán)路的面積已控制得最小。上端場效應管(Q1)的源極，下端場效應管(Q2)的漏極和輸出電感(L)之間的連接點是一整塊銅片焊盤。由于該連接點上的電壓是高頻電流，Q1和Q2和L需要靠得非常近。雖然輸出濾波電感(L)和輸出濾波電容(COUT)之間的走線上沒有高峰值的高頻電流，但比較寬的走線可以降低直流阻抗的損耗使電源的效率得到提高。如果成本上允許，電源可用一面完全是接地層的雙面PCB。但必須注意在地層上盡量避免走功率和信號線。在電源的輸入和輸出端口還各增加了一個瓷片電容器來改善電源的高頻濾波性能。
參照文獻中討論過的要點，我們首先需要將連接到功率地層的元器件和連接到控制信號地層的元器件區(qū)分開來，然后將控制信號器件靠近信號地層和控制芯片(SC2463)。控制信號地層與功率地層需分隔開來并通過單點相連接。這連接點通常會選擇在控制芯片的接地腳(SC2463的腳21)。
4 結語
SC2463對于多輸出的電壓應用非常適合。它的高度集成減小了線路板面積，降低了產(chǎn)品的成本。芯片中內置的輸出電壓啟動順序滿足了許多系統(tǒng)芯片的上電要求。