１ 引言
作為接收機(jī)的第一級(jí)，ＬＮＡ的性能對(duì)整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的性能起著至關(guān)重要的作用，因?yàn)檎麄€(gè)系統(tǒng)的信噪比（ＳＮＲ）很大程度上取決于ＬＮＡ的噪聲系數(shù)（ＮＦ）和增益。因此，設(shè)計(jì)性能良好的ＬＮＡ成為射頻前端設(shè)計(jì)的重要目標(biāo)。由于低噪聲放大器的各個(gè)指標(biāo)常常會(huì)發(fā)生矛盾，彼此不能兼顧，因此設(shè)計(jì)是在噪聲系數(shù)、增益、穩(wěn)定性、阻抗匹配以及線性范圍等指標(biāo)之間采取折中考慮。最近很多射頻集成電路都是采用ＣＭＯＳ工藝來實(shí)現(xiàn)的，尤其是０.１８μｍ的ＣＭＯＳ工藝很適于集成的ＳＯＣ設(shè)計(jì)［１-２］。
目前最常見的輸入匹配結(jié)構(gòu)是源極電感負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)有利于獲得高增益和低噪聲系數(shù)，但是存在較大的缺陷，即需要提供一個(gè)大感值的柵極電感（Ｌｇ）。在實(shí)際標(biāo)準(zhǔn)的ＣＭＯＳ工藝下集成實(shí)現(xiàn)一個(gè)大感值的片上螺旋電感往往比較困難，而采用片外電感又不利于實(shí)現(xiàn)電路的集成及小型化，并且由于大感值柵極電感的寄生阻抗比較大，相應(yīng)地產(chǎn)生熱噪聲也會(huì)比較大。該文采用改進(jìn)型輸入匹配結(jié)構(gòu)，用一個(gè)并聯(lián)的小值ＬＣ網(wǎng)絡(luò)來代替電感值比較大的柵極電感，并從進(jìn)一步降低噪聲系數(shù)和簡化電路的角度考慮，移除源極負(fù)反饋電感（Ｌｓ）［３］。
２ 理論分析
傳統(tǒng)的輸入阻抗匹配結(jié)構(gòu)是源極電感負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，其輸入阻抗表達(dá)式為［４］
為滿足式（３），柵極電感的感抗通常比較大。如前所述，從利于電路集成實(shí)現(xiàn)和降低噪聲系數(shù)的角度考慮，應(yīng)當(dāng)盡量避免使用大值電感。該設(shè)計(jì)采用一個(gè)小值ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來代替。圖１是ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)及其等效電路。
如圖所示，在并聯(lián)ＬＣ網(wǎng)絡(luò)中，假設(shè)電感為一個(gè)理想的感抗Ｌ１和一個(gè)電阻Ｒ１的串聯(lián)，其等效阻抗為Ｚ＝ｊωＬ２＋Ｒ２ （ω為低噪聲放大器的中心工作
根據(jù)式（４），如果能滿足０＜１－ω２Ｌ１Ｃ１＜１，那么Ｌ２的電感值將比Ｌ１大，并且隨ω趨近ω０１，Ｌ１將產(chǎn)生更大的電感Ｌ２。這樣?xùn)艠O電感Ｌｇ便可以用一個(gè)電感值較小的ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來代替產(chǎn)生。在傳統(tǒng)輸入匹配結(jié)構(gòu)中，源極負(fù)反饋電感用來滿足５０Ω阻抗匹配，但是它會(huì)產(chǎn)生熱噪聲并且不利于ＬＮＡ增益的提高［５］。根據(jù)式（５），引入ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)后，電感Ｌ１的寄生阻抗Ｒ１可以等效為一個(gè)比較大的阻抗Ｒ２來滿足輸入端５０Ω的阻抗匹配。因此，移除Ｌｓ雖然對(duì)輸入匹配性能稍稍產(chǎn)生不利影響，但是有利于降低噪聲系數(shù)并提高電路結(jié)構(gòu)的易集成度。改進(jìn)的輸入匹配結(jié)構(gòu)見圖２，其輸入阻抗為
Ｚｉｎ＝（ｊωＬ２－ｊωＣｇｓ）＋（Ｒ２＋Ｒｇ＋Ｒｉ） （６）
式中： Ｒｉ， Ｒｇ， Ｃｇｓ的具體定義見文獻(xiàn)［３］。
由于電阻Ｒ２并不是一個(gè)實(shí)際的物理阻抗，而是由Ｒ１等效而來，因此其產(chǎn)生的熱噪聲比相同阻抗值的實(shí)際物理電阻產(chǎn)生的熱噪聲要小。這樣，通過移除Ｌｓ并利用ＬＣ網(wǎng)絡(luò)小值寄生阻抗來進(jìn)行阻抗匹配，可以進(jìn)一步降低ＬＮＡ的噪聲系數(shù)。
３ 電路設(shè)計(jì)
采用改進(jìn)的輸入匹配，基于ＢＳＩＭ３０.１８μｍ模型，設(shè)計(jì)出了適用于無線接收機(jī)用ＣＭＯＳ寬帶（５.１～５.８ＧＨｚ）低噪聲放大器的電路結(jié)構(gòu)。
寬帶低噪聲放大器設(shè)計(jì)的關(guān)鍵是提供足夠的增益來克服接收機(jī)以下幾級(jí)引入的噪聲干擾，而其自身的噪聲系數(shù)則要盡量低，同時(shí)還要具備好的輸入輸出阻抗匹配及良好的線性動(dòng)態(tài)范圍。該設(shè)計(jì)采用兩級(jí)放大并采納改進(jìn)的輸入阻抗匹配結(jié)構(gòu)。Ｌ１的電感值為１ｎＨ，Ｃ１的電容值為０.５７ｐＦ，根據(jù)式（１），（２），該ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)會(huì)產(chǎn)生３ｎＨ的等效電感Ｌ２和２５Ω的等效電阻Ｒ２，ＭＯＳ管Ｍ１和Ｍ２的柵寬為１２０μｍ，根據(jù)式（３），總的輸入阻抗約為３５Ω。
為進(jìn)一步提高ＬＮＡ的增益，選擇ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)作為第一級(jí)和第二級(jí)的負(fù)載阻抗，根據(jù)式（７） ～（９），可以確定負(fù)載ＬＣ網(wǎng)絡(luò)的具體參數(shù)值
式中：Ｒｓ為源阻抗；Ｑ為電感Ｌｄ２的品質(zhì)因數(shù)。ＬＮＡ第二級(jí)對(duì)線性動(dòng)態(tài)范圍起著至關(guān)重要的作用，為了抑制線性動(dòng)態(tài)范圍惡化，圖２所示的ＭＯＳ管Ｍ３和Ｍ４的柵寬略大于ＭＯＳ管Ｍ１和Ｍ２，第二級(jí)的直流偏壓也同樣略高于第一級(jí)，因?yàn)榇蟮闹绷髌珘嚎梢愿倪M(jìn)ＬＮＡ的線性度。同時(shí)考慮整個(gè)ＬＮＡ的功耗限制，ＭＯＳ管Ｍ３和Ｍ４的柵寬不宜過大，這里選擇為１５０μｍ，第一級(jí)和第二級(jí)直流偏壓分別設(shè)置為０.６和０.６５Ｖ［６］。
Ｃ_ｂｌｏｃｋ１，Ｃ_ｂｌｏｃｋ２和Ｃ_ｂｌｏｃｋ３均為隔直電容，它們的容值均選擇為１０ｐＦ。綜合考慮足夠的增益、足夠大的線性范圍和較低的功耗，該設(shè)計(jì)中ＬＮＡ工作電壓１.５Ｖ，偏置直流電流０.６ｍＡ，功耗９ｍＷ。
４ 結(jié)果及討論
基于改進(jìn)型輸入匹配結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的工作頻段為５.１～５.８ＧＨｚ的寬帶，ＣＭＯＳ低噪聲放大器的各項(xiàng)性能參數(shù)由ＡＤＳ（ａｄｖａｎｃｅｄｄｅｓｉｇｎｓｙｓｔｅｍ）仿真給出。
圖３給出輸入阻抗匹配Ｓ參數(shù)Ｓ１１以及增益Ｓ２１仿真曲線。從圖中可以看出，移除源端負(fù)反饋電感對(duì)輸入匹配有一定的不利影響，但是一般低于－１０ｄＢ的Ｓ１１值即可滿足實(shí)際應(yīng)用［４］。該ＬＮＡ在工作頻段５.３～５.８ＧＨｚ內(nèi)可以滿足Ｓ１１低于－１０ｄＢ，而５.３ＧＨｚ以下的工作頻段由于偏離ω０１值較多，對(duì)輸入阻抗匹配性能稍稍產(chǎn)生不利影響。因此，用小值ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)替代柵極大值電感，并移除源端負(fù)反饋電感，可以滿足良好的輸入阻抗匹配。該寬帶ＬＮＡ的增益在工作帶寬內(nèi)可以達(dá)到１５ｄＢ以上，滿足正常的增益放大需求。
在５.１～５.８ＧＨｚ頻段內(nèi)，ＬＮＡ的噪聲系數(shù)為２.７５～３.６５ｄＢ（圖４）。這樣低的噪聲系數(shù)在ＷＬＡＮ寬帶應(yīng)用中是可以被接受的。
圖５是反向增益曲線，可以看出，工作頻帶內(nèi)反向增益Ｓ參數(shù)Ｓ１２為－１０５～－９５ｄＢ，根據(jù)ＬＮＡ穩(wěn)定系數(shù)Ｋ的定義
當(dāng)Ｋ＞１且Δ ＜１時(shí)，ＬＮＡ將無條件穩(wěn)定，輸入輸出阻抗匹配良好時(shí)，只要降低反向增益Ｓ１２的值即可增加穩(wěn)定系數(shù)Ｋ值［７］。因此該寬帶低噪聲放大器的穩(wěn)定性很好，這對(duì)于低噪聲放大器的正常工作是非常重要的。
ＬＮＡ還有一個(gè)重要的性能參數(shù)，即線性度。圖６為仿真結(jié)果１ｄＢ壓縮點(diǎn)Ｐ１ｄＢ曲線圖，由圖可看出，Ｐ１ｄＢ約為－１０ｄＢｍ，線性度良好，有利于不失真地對(duì)大信號(hào)進(jìn)行放大。
４ 結(jié)語
在對(duì)傳統(tǒng)源極電感負(fù)反饋輸入結(jié)構(gòu)分析的基礎(chǔ)上加以改進(jìn)，利用一個(gè)小值ＬＣ并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)代替大感值的柵極電感，并從簡化電路和進(jìn)一步降低噪聲的角度考慮，移除源極負(fù)反饋電感。將改進(jìn)的輸入匹配應(yīng)用到適用于無線接收機(jī)用的寬帶低噪聲放大器的設(shè)計(jì)中，結(jié)果表明，雖然輸入匹配性能稍稍有點(diǎn)惡化，但是仍然可以滿足實(shí)際的應(yīng)用需要，并且工藝上電感值小的片上螺旋電感更易實(shí)現(xiàn)，電路的整體噪聲性能也得到改善，可以應(yīng)用到工作頻率在５.１～５.８ＧＨｚ的無線接收機(jī)中。