D類音頻放大器等很多PWM （脈寬調(diào)制）應用都需要對稱的驅(qū)動電路。圖1中的CMOS對由互補的 N溝道和P溝道 FET器件組成，連接了柵極和源極，提供了通向正電源或負電源的低阻抗路徑，并能直接驅(qū)動邏輯電平N溝道 FET。CMOS對和邏輯電路驅(qū)動器的直接耦合在 PWM 系統(tǒng)中工作得很好，在這些系統(tǒng)中，控制器件的工作電壓與邏輯電路相同。但是，提高輸出 FET 的電源電壓的同時，從電壓較低的邏輯電路驅(qū)動柵極，結(jié)果會導致 P溝道器件保持導電狀態(tài)，這是因為電源電壓之間存在差異。
為了實現(xiàn)切斷狀態(tài)，放大器的 P溝道 FET 的柵極必須連接到正電源軌。互補 CMOS 邏輯電平驅(qū)動器無法容納放大器較高的正電源電壓，并且各種替代方法（比如利用商品化 FET 驅(qū)動器和運算放大器電平移位電路）會提高成本和復雜性。你可添加一個外部高壓 N溝道 FET 來驅(qū)動 P溝道放大器 FET 的柵極（圖 2）。但是，電容性負載會在驅(qū)動波形上造成指數(shù)上升特征，從而使 P溝道 FET 在其線性工作區(qū)內(nèi)停留更長的時間，并因此限制了開關頻率，導致串聯(lián) FET 的明顯功率損耗。
目前
這一代PWM系統(tǒng)能夠工作在較高的開關頻率，并且如圖 3 所示，使你能在邏輯電平驅(qū)動器的輸出端和P溝道輸出 FET 的柵極之間使用直流阻塞耦合電容器，即CB。電阻分配器R1和R2把直流電偏置電壓施加到輸出 FET 的柵極，它等于輸出端的電源電壓和電源線中點的邏輯電壓之差。例如，在一個從5V微控制器驅(qū)動的12V D類PWM音頻放大器中，把P溝道FET的柵極偏置在9.5V（12 V-5 V/2）。之所以把那些被規(guī)定用于邏輯電平柵極驅(qū)動的FET用作輸出器件，是因為其它FET在5V或更低的柵極驅(qū)動電壓沒有呈現(xiàn)出標稱的IDS特性。
由電池供電并具備電阻分配器輸出級偏置的放大器引起了一個額外的復雜問題。隨著電池電壓下降，偏置電壓也下降。不過，無論電源電壓如何變化，你都可使用電壓參考IC或齊納二極管（即D1）來提供恒定的偏置電壓（圖4）。這種方法的功耗低于單純的電阻分配器，并在耦合電容器的選擇方面提供了更大的靈活性，以便抑制波形的減弱。一種基于德州儀器公司的TPA2010 PWM功率放大IC的D類音頻功率放大器（參考文獻1），把TPA2010的2.5W差分輸出提高至超過200 Wrms，并輸入到8Ω負載中（圖 5）。
