準諧振（QR） 開關型電源（SMPS）的主要特點是輸入電壓變化時的頻率變動。
對于一個反激電源，其輸出端提供的功率遵循以下等式：
其中： LP 是初級電感， IP 是初級峰值電流，F(xiàn)SW 是開關頻率，而h則為效率。
因為 LP 和 h 是固定的，因而當開關頻率FSW變化時， IP 必須反向改變才能維持恒定的功率輸出。當輸入電壓VIN升高時，F(xiàn)SW也增加： 因此，IP 需要根據(jù)反饋環(huán)路的要求相應減小。在寬范圍的電源應用中，要獲得恒定的輸出功率，當輸入電壓從高到低變化時，峰值電流幾乎要增加一倍。但是QR控制器只有過流保護的特性，這是結構問題的一部分：對峰值電流進行監(jiān)視，當達到最大允許值時，控制器電路會檢測到過載。但是，如果電源設計為在最低輸入電壓（最壞情況）條件下提供額定輸出功率，那么在較高的輸入電壓下電源將要提供更多的功率（比寬范圍電源應用的需要高三倍以上）。這是反激等式的后果。
補償這種效應的經(jīng)典方法是在電流檢測引腳上建立一個偏置，它會以輸入電壓VIN的函數(shù)補償峰值電流的變化。這可以通過從高壓電源到電流檢測信息端連接一個補償電阻來實現(xiàn)（參見圖1a）：這一技術叫做過載保護。
圖1a，OPP的標準解決方案
然而這種方案并非經(jīng)常可行：CS引腳可能要用于另一功能，或者為了抑制噪聲引腳電阻必須保持在較低狀態(tài)，這就強迫使與電流檢測信息端串連的電阻（RCS）采用低值，要求一個低補償電阻RCOMP，浪費了許多功率：當目標為低待機功率時，這種解決方案不可接受。
為了解決這個問題，可以使用輸入電壓的一部分，以便降低RCOMP上的電壓降：那么，就可以忽略浪費在電阻上的功率。
這可以用輔助繞組的正向電壓來實現(xiàn)：在正激繞組上，在導通時間內存在一個正比于VIN的電壓。大多數(shù)時間里，反激輔助繞組已經(jīng)供電給控制器，同時也檢測磁心去磁：通過改變繞組的配置，可以產(chǎn)生反激信息用于去磁檢測（在關閉時間內），并且在同一個繞組上結合正激信息用于過載補償（在導通時間內）。在輔助繞組中串聯(lián)一個二極管，我們可以獲得正向電壓（參見圖1b）。這個正向電壓和N.VIN成正比（N是初級繞組和輔助繞組之間的匝數(shù)比）。增加RFWD以在正激工作中提供反向電流。
圖1b，實際電路，減小補償損失
知道正向電壓和串連電阻RCS的值以后，計算在高輸入電壓時建立對電流檢測信號預期的偏置所需的補償電阻RCOMP的值就變得較為簡單了。
在安森美半導體NCP1207的演示板上還裝有D11N4448二極管，RCS=680Ω，RCOMP=18kΩ,RFWD=4.7kΩ,對于100Vdc保護在60W觸發(fā)，對于365Vdc保護在70W觸發(fā)，而沒有補償時，100Vdc為55W，365Vdc為165W（參見圖2）。
圖 2，補償措施應用于QR控制器時提供的最大輸出功率和 VIN 的關系
圖3和圖4明確顯示了補償?shù)男Ч瑑蓤D在相同的負載條件下測得。高線電壓時有一個較大的附加補償偏移量（圖3），而低線電壓時偏移量可忽略（圖4）。
圖3，VIN = 365Vdc時的線路電壓補償
圖 4，VIN = 100Vdc時的線路電壓補償
