射頻識別(RFID)市場出現強勁增長，2004年其銷售額高達17億美元，2008年預計將達到59億美元。這種激增的需求受到來自下一代RFID系統的帶動，下一代系統將會提供非視距的可讀性、改進的安全性，并可以重新配置產品信息。這些應用包括了庫存跟蹤、處方用藥跟蹤和認證、汽車安全鑰匙，以及安全設施的門禁控制等。在很多以前的出版物中可以找到有關RFID應用與發展良機的細節。這些功能將可能通過EPC-Global Class 1 Gen 2(即歐洲和國際上的ISO-18006標準)協議所定義的超高頻(UHF)系統來實現。這些功能還將利用最新的CMOS工藝節點通過標簽/閱讀器的技術創新來實現，例如射頻/模擬以及混合信號集成電路(IC)設計。許多新的IC要求取決于EPCGlobal Class 1 Gen 2協議，以及無源-反向散射UHF RFID標簽電路中的幾個關鍵射頻模塊的設計與仿真。可以采用仿真工具來研究在幾個最差系統級工作條件下的關鍵IC的性能度量。
工作在125或134kHz低頻(LF)或者13.56MHz高頻(HF)范圍內的電感回路無源RFID系統，其工作距離僅限于大約1m的范圍。UHF RFID系統工作在860至960MHz以及2.4GHZ的工業科學醫療(ISM)頻段。其具有更長的工作距離，對無源標簽而言典型工作范圍為3至10m。標簽從閱讀器的射頻信號接收信息和工作能量。如果標簽在閱讀器的范圍內，就會在標簽的天線上感應出交變的射頻電壓。該電壓經過整流后為標簽提供直流(DC)電源電壓。通過調制天線端口的阻抗來實現標簽對閱讀器的響應。這樣一來，標簽將信號反向散射給閱讀器。
閱讀器通過位速率范圍在26.7至128kbps之間的雙邊帶幅移鍵控(DSB-ASK)、單邊帶幅移鍵控(SSB-ASK)或者反相幅移鍵控 (PR-ASK)調制來實現對射頻載波的調制，將信息發送給一個或多個標簽。采用脈沖間隔編碼(PIE)格式來實現調制。此時，數據通過對載波在不同的時間間隔進行脈沖編碼來表示0或1b，并將其發送給標簽。通過頻帶分配和數據協議的標準化，EPC-Global最先通過統一世界范圍內的不同系統來降低整體成本。這一行動將采用相對廉價的CMOS技術來抵消設計新的復雜IC所產生的高昂費用。
采用更新的工藝節點預計將減少芯片面積的20%。由于涉及到數量，降低系統成本的努力主要集中在無源標簽的單位成本。其目標是將成本降低一個數量級，減少到每個標簽僅幾美分。
無源標簽的調制不同于一般的射頻通信方案，這是因為閱讀器的信號還為標簽供電。在無源反向散射系統中，距離是通過標簽可以獲得的輻射功率由前向鏈路(閱讀器到標簽)來決定的。新式的Gen-2標簽的設計目標是將閱讀距離最大化，并同時實現與該協議的兼容。距離方程(公式1)決定了理論距離，此時標簽將接收到足夠的電源來對閱讀器做出響應。
其中：EIRP=有效各向同性輻射功率，Ptag=標簽天線輸出所要求的功率，Gtag=標簽天線增益，λ=射頻載波的自由空間波長。
關閉閱讀器電源減少了標簽所獲得的電源。由于該調制方案中信號在大部分時間處于其最大值，因此具有極大優勢。然而，這種調制效率極低。這導致相對寬的信道或低的數據速率。
每個EPC Class 1 Gen 2指標，閱讀器傳輸的功率高達4W EIRP。在950MHz的載波頻率下，信道損耗在3m距離處是36.9dB。那么，標簽天線的功率是-0.88dBm。
在這一少量的可用功率和低直流功率轉換效率(整流器效率平均約為20%)下，CMOS標簽電路一般工作在僅幾微安電流的一伏特電壓下。由于無源 RFID標簽必須具有低成本并節省功耗，將標簽設計為采用相對簡單的幅度調制(AM)技術來實現從閱讀器接收信號。UHF RFID標簽模擬前端包括了幾個內部模擬子模塊。該模擬前端實現了DC電源、接收信號檢測/解調制和發送調制等全部的模擬處理。圖1中的模塊圖表示了典型 UHF RFID標簽的模擬前端以及數字狀態機。
整流器通過天線將接收到的射頻能量轉換為DC電源，為所有的其他模塊供電。接下來是作為電壓調節器的穩壓器，其限制并調整了由整流器產生的電壓。復位子模塊提供了復位信號，來表明經過整流的電壓已經達到了可靠的和規定的水平。就其本身而言，包絡檢測器檢測并解調制閱讀器的數據信號，還產生數字解調信號。環路振蕩器產生用于數字狀態機的時鐘。調制器通過改變天線端口的負載阻抗將調制信號調制到標簽天線。所有模擬前端電路通過Ansoft的 Nexxim電路仿真器采用Cadence Virtuoso設計環境以及TSMC 0.18-μm標準CMOS工藝庫進行仿真。
為了將足夠低的輸入電壓轉換達到可能滿足CMOS電路工作的電壓，圖2中的整流器模塊采用具有倍增級聯單元的級聯Dickson電壓倍增電路。該設計基于采用二極管連接、最小柵長PMOS晶體管的四級電荷泵作為整流器。這些PMOS晶體管的襯底端被連接到柵和漏端(反向偏置)，以此來減少有效的閾值電壓。通過采用Nexxim的諧波平衡仿真進行優化，來獲得該晶體管的尺寸和金屬-絕緣層-金屬(MIM)電容的值。整流器的輸出直接提供給電壓調節器。
通過在穩壓器電路之后采用電壓限幅器來實現電壓調節。該限幅器電路確保了電壓調節器的輸入電壓水平低于3.3V晶體管的擊穿電壓。該電壓調節器包括了啟動和自偏置電路、帶隙參考電路以及電壓調節器。該穩壓器的輸出電壓水平被設為1.25V，這將是數字電路以及其他模擬電路的電源電壓。仿真表明穩壓器的靜態電流消耗小于200nA。當電荷泵電路產生的電源電壓足夠高時，復位信號變為“低”狀態來初始化數字電路的狀態機。為了避免錯誤觸發，復位電路提供了必要的遲滯特性。
解調器和環路振蕩器
解調器是由快速電荷泵、峰值檢測器和比較器組成。快速電荷泵檢測經過ASK調制的射頻信號的包絡。此后，包絡由峰值檢測器作進一步的處理后來獲得其緩慢變化的均值，該峰值檢測器是由二極管連接的MOSFET和電容形成的。然后，包絡信號及其緩慢變化的部分相比較來產生數字格式的解調信號。該比較器如圖3中所示，其被設計為軌到軌共模輸入范圍滿足寬的標簽工作范圍。其遲滯輸入—輸出特性還使得其可以工作在噪聲環境下。環路振蕩器是按照 Sundaresan等人報導的方式進行設計的。作為標簽IC的時鐘產生器，該設計提供了4MHz的額定振蕩頻率。其對工藝和溫度的變化都不敏感。
調制器根據數字輸入信號來改變連接到天線的變容二極管的電容。通過調整電容，改變了天線的雷達截面(RCS)。閱讀器檢測到這些變化，使得反向散射信息可以在閱讀器一側被恢復。變容二極管通過隔直電容連接到天線端。通過變容二極管的電壓由圖3中間的反偏電流控制。該電流可以減慢電容改變的速度，因此反向散射調制信號可以滿足FCC輻射規范。
由整流器電路看過去的輸入阻抗主要是容性的。天線必須與這一容性輸入相匹配來將整流器從入射波吸收的能量最大化。由于對成本的敏感性，在天線實現阻抗匹配，而不是采用分立的集總元件是適當的。天線設計的目標是調整天線的尺寸以便其電抗與芯片的輸入阻抗的電抗諧振。在Ansoft Designer中采用平面矩量法電磁場求解器對天線的行為進行仿真。
圖4是標簽前端的輸入阻抗圖。其采用Nexxim的諧波平衡引擎在拉源阻抗的大信號條件下進行仿真。功率轉換到標簽電路的最佳源阻抗在 900MHz是Zs=35+j155Ω，當實現天線設計時，Zs還是理想的輸入阻抗。采用達到Zs輸入阻抗的目標來實現優化，以便可以從源(或天線)傳輸最大的功率。最終的設計如圖5所示，其在整個UHF RFID頻段內平坦的阻抗響應下產生了Za=34.3+j155Ω的輸入阻抗。其還擁有1.95dB增益的寬全方向圖。
在全部必要的電路和天線設計之后，要花時間將所有模塊放入系統仿真器中來實現通信鏈路分析。在Ansoft Designer中實現了兩個分離的系統平臺來完成鏈路測試。閱讀器到標簽(例如上行鏈路)和標簽到閱讀器(例如下行鏈路)測試平臺如圖6所示。在兩個實例中閱讀器都采用行為模型來實現。對于標簽到閱讀器的測試，也包括了在閱讀器一側的行為級PSK解調器，來恢復PSK反向散射調制信號。
EPCglobal協議提供了長連續波(CW)脈沖來允許標簽在發送數據之前上電。以下的仿真結果表示了在引導CW發射期間的上電行為(圖 7)。在深幅度調制(AM)的條件下可以觀察到電源電壓紋波。恢復后的PIE波如圖8中的綠線所示。
圖9表示了在標簽一側作為輸入的返回調制數據。如前所述，閱讀器通過RCS的變化接收反向散射的能量。盡管在閱讀器一側可以看到數據恢復，但其噪聲很大。所恢復的時序和脈沖周期與經過調制的信號輸入極為相關。
本文提出了基于商用0.18μm CMOS工藝的EPC Global Class-1 Generation-2 UHF RFID標簽電路設計。采用標準晶圓廠庫器件和已建立的IC設計流程闡明了標簽模擬前端的設計和仿真，該模擬前端包括了整流器、電壓調節器、復位、解調器和調制器電路等。采用Nexxim來實現額外的諧波平衡和源拉仿真。文中所示的天線設計提供了與整流器輸入阻抗的共軛匹配。為了將所有這些方面組合在一起，頂層驗證組合了行為模型、HFSS天線系統模型以及Nexxim瞬態仿真。這樣，表明了該設計為上行鏈路和下行鏈路都提供了可靠的DC電源和解調后的信號。請參見圖10。（Ansoft公司）