DigRF準備替換RF與基帶半導體器件之間的兩種主要形式的數據通信路徑：模擬信令" title="信令">信令，以及針對具體設計的私有數字信令（并行或串行）。MIPI（移動業處理器接口）聯盟正在致力于采用DigRF（數字射頻）標準，用一種基于分組的公共數字串行接口代替各種類型的I/Q（同相位/正交相位）信令接口。一個MIPI聯盟工作小組已開發了用于2.5G和3G手機標準的DigRF規范，預計其后版本會增加支持4G標準的數據流量。
使用DigRF這種標準接口可以使設計者在元件選擇時有更多的靈活性。例如，一名設計者可能準備從某家供應商采購一種高價的基帶IC（可能是手機中最貴的芯片之一），而從其它供應商處購買RF、電源管理和其它器件。然而，DigRF技術在促成通用產品的極端靈活性時也帶來了挑戰，會影響到你的測試策略。
在RF接收測試期間，測試工程師" title="測試工程師">測試工程師的主要目標還與DigRF以前相同，即捕獲I/Q信息，對獲得的數據集執行定制的數字信號處理算法，并記錄參數化結果，以確定設備是否合格。但與前代RFIC相比較，DigRF器件可能給生產測試" title="生產測試">生產測試增加大量開銷。尋找盡可能減少這種開銷的方式，就成為工程師在設計自動化生產測試系統時所面臨的主要挑戰。
理解接口
DigRF 3G定義了實現接口所需要的最小信號數；一個基本的手機配置只需要6根線（圖1）。RxData/TxData信號在一個分組協議中傳送I/Q數據以及控制與狀態消息的數字表示。
圖1. 基本的DigRF手機配置只需要6根線。
以DigRF信號傳輸的數據被封裝在協議包或稱幀內。每個幀都包括三部分：同步（sync），頭（header），與有效載荷（payload）（圖2）。每個包的開始都有相同的16 bit同步序列，數字接收電路用它對每個幀做實時選通相位的對準。
接下來的8個位是頭，它定義有效載荷的作用與內容。頭本身由三部分構成：3位表示有效載荷的大小，4位描述LCT（邏輯信道類型），1位表示CTS（清除發送）信號。
圖 2. DigRF 3G數據幀開始于一個16 bit同步序列，后面是一個8 bit頭和I、Q數據。
不同數據包的有效載荷部分有大小變化，從而產生不同級別的編碼開銷。LCT定義了有效載荷中包含的內容，以及可分類為控制數據或I/Q數據的內容。CTS允許在RF發射期間，由RF設備控制來自基帶的數據流。
幀中余下的N位就包含了要傳輸的實際數據。例如，在DigRF 3G的非分集模式下，RxData幀將使用數據信道C和256 bit有效載荷，包含8 bit的交替I數據和Q數據。
DigRF 3G支持數字傳輸下的三種時序模式，具體取決于被傳輸RF信息的類型（表1）。DigRF標準還支持三種公共的輸入基準時鐘頻率（19.0 MHz、26.0 MHz和38.4 MHz）；時鐘通過SysClk信號送至基帶。與速度模式無關，DigRF處理器會用一個本地的FIFO緩沖管理數據流，當傳輸幀時會產生一個無法預測的時序。
生產測試的挑戰
對采用DigRF協議器件作成功測試的關鍵是要找到一種方式，能在RF接收測試期間管控RxData包的不確定性狀態。在對DigRF產品作RF接收測試期間，能觀察到RxData信號合成狀態的多級不確定性：
•相位時序；
•幀時序；
•幀類型；
•有效載荷中的數據。
312 Mbps的數據速率來自于一個1248 MHz主時鐘（一般由PLL生成）的1/4分頻器。在生產性測試系統中，考慮到影響RF前端的相位噪聲性能的重要性，器件的時鐘輸入應由RF儀器提供。與普通數字子系統相比較，這個時鐘源的起始相位通常是不可控的。DUT（待測設備）的輸入時鐘相位未定，PLL倍頻器/分頻器產生的相位也不確定，兩者結合導致RxData輸出時序無法預測，包括器件各上電循環之間，以及多地點并行測試配置中的不同器件之間的輸出時序。
一種生產型測試儀應有這種能力，即在各次測試間對測試儀硬件和DUT作必要修改時，仍保持數字子系統的運行。它使測試儀能夠維持相對于DUT輸出的選通時序，避免在正式運行中的選通相位重調，節省了測試時間" title="測試時間">測試時間。
下一個重要的測試挑戰是尋找一個能處理多級不確定性數據包傳輸性能的方式。如圖3所示，在DUT的每個RF接收測試期間，測試儀都不知道每個包會在哪個測試循環中傳輸，包的類型會是什么，或者包的類型是否符合預期（例如，RFIC會生成一個主動的控制狀態消息）。
圖 3. 由于數據包的不確定性，在一款器件的每次RF接收測試期間，測試儀不知道每個包會在哪個測試循環中傳輸，包的類型是什么，或者包的類型是否符合預期。
馬上能看出，測試程序" title="測試程序">測試程序不能在數字測試模式中采用固定循環周期的選通隔離所需I/Q數據。同樣，對同步或頭的數字匹配回路不能以DigRF速度，足夠快地通過ATE儀器的流水線，儀器也不能完成對頭信息的實時識別和決策。
ATE策略的比較
傳統生產測試系統有靜態的選通時序以及簡單的比較功能（例如H、L、X、M、V、存儲），因此它們自身并不具備強大的校準能力，以應對DigRF器件需要的非確定性。不過，這類測試儀中的數字儀器有所需要的數字捕捉能力，一般用于ADC（模數轉換器）輸出數據或DUT寄存器讀取操作。因此，你可以保留在這臺儀器上的投資，并且采用一種批量捕捉和后處理技術（block-capture-and-post-processing）應對DigRF的RF接收測試挑戰。
對于RF接收測試，一般CW（連續波）測試需要1kB至4kB的I/Q采樣，而日益普遍的采用調制波形的系統級測試則使用16 kB至32 kB的I/Q采樣。注意轉換為實際的串行位：
1k I/Q = 1024 • [8 bits (I) + 8 bits (Q)] • 協議_開銷 = 串行位數
為了解決實時情況下的非確定性行為，測試儀必須提供專為DigRF 3G DUT與數字捕捉之間編碼的數字邏輯。其目標是在數據到達測試儀的DSP（數字信號處理器）前，減輕捕捉時所出現的所有時序與數據不確定性問題。
一種測試選擇是在DIB（器件接口板）上設計一個FPGA（現場可編程門陣列）電路。這種方法可以用一片廉價器件提供定制邏輯，但也有三個麻煩：
•接口以及為電路提供支持信號將會非常復雜；
•在隔離與屏蔽能力有限情況下，在與這些敏感RF信號如此近的地方增加一個數字噪聲發生器，存在著更多的風險；
•為每個器件負載板增加元件會使成本上升，延長測試開發時間。
作為另一種選擇，可以采用一臺提供嵌入實時功能的數字測試儀器，它可以在降低成本的同時簡化DIB復雜性。這種方案的缺點是缺乏測試工程師所需要的靈活性，因為他們要測試一組通信協議。只針對DigRF的解決方案是不實用的。
采用這種選擇時，當測試程序知道有RF接收數據時，就能在RxData總線上捕捉到大塊數據；這個塊必須放大到能可靠地捕捉足夠的數據包，從而有足夠數量的I/Q采樣用于后處理算法。數據從數字儀器的捕捉內存送至DSP引擎，在那里由一個預處理算法執行一個三步處理：
•找到每個包的起始索引；
•分析每個包的頭；
•順序地對有效載荷中的I/Q采樣進行去交錯操作，并保存在新的獨立數組中。
一旦數據完成預處理，就可以對所需的I/Q數據集執行用戶定制的處理算法，或將數據集輸出到其它ATE軟件工具，測試EVM（誤差矢量幅度）等特性。
這一方法的成功與否取決定于數據移動時間，以及所需處理步驟的效率。盡量減少總測試時間的關鍵是避免與主控PC的不必要交互，因為這種交互要求測試程序暫停DUT測試的執行。如果測試儀具有邊做模式捕捉邊移動數據的能力，則向DSP傳輸數據的整個時間都被隱蔽在后臺，測試時間是零損失。
如果測試儀沒有此項功能，則測試工程師就必須尋找能減少移動數據量的方法。一個選擇是只捕捉失效數據，但這會在DSP中增加一個重構原始數據的新處理步驟；單單這個不必要的步驟就會增加數毫秒的關鍵測試時間。
一個完整的DigRF解決方案需要完全在后臺執行預處理算法和I/Q處理。因此，第三種選擇就需要測試儀架構能支持執行數字信號處理算法的專用處理器，一旦DUT信號捕捉完成，測試程序就能立即開始下一個測試的設置。另外，多址測試也需要這種后臺處理的并行式高效率。
圖4表示這三種選擇對測試時間的可能影響。對第一種選擇，缺乏后臺處理而產生了一個串行的測試流，有最長的測試時間。第三種情況下，采用了實時處理，似乎最為理想，因為它用全后臺處理，以最高效的方式解決了測試挑戰。
圖 4. 這里顯示的三種測試選擇的測試時間開銷：(a) 串行執行流，(b) 批量捕捉與后處理方案，(c) 實時處理。
不過，批量捕捉和后處理方案也可以有低的測試時間開銷，只要數據轉移是在后臺完成，并且高效地處理，沒有被浪費的步驟，并有獨立的多址并行處理器。有了適當的系統能力，八址程序的預處理器時間可以低至數毫秒，足以隱藏在一個典型RF測試時間中。